Yo2bzv | home
Proiectarea etajelor ...
Under construction
Proiectarea etajelor de putere UUS cu tranzistoare
Adaptarea tranzistorului cu sursa de semnal si sarcina
Se vor trata numai montajele cu tranzistori bipolari, tranzistoarele MOS de putere fiind deocamdata prea putin raspandite in practica radioamatorilor de la noi. Procedeele de calcul ale circuitelor sunt valabile si pentru tranzistoare MOS, difera numai circuitele de polarizare si valorile efective ale impedantelor de intrare.
Tipul de montaj utilizat
In prezent, majoritatea amplificatoarelor de UUS se realizeaza in montaj cu emiterul comun, datorita progreselor realizate in tehnologia semiconductoarelor. Montajul EC prezinta avantajul unei amplificari mari in putere , al comoditatii de aplicare a polarizarii pentru regimul liniar si al unei puteri maxime mai mari. In privinta stabilitatii, daca tranzistorul se utilizeaza pentru gama de frecvente pentru care a fost optimizat , nu apar probleme in mod obisnuit. Amplificare in montaj EC are tendinta de crestere la frecvente joase, de aceea la tranzistorii moderni cu amplificare foarte mare este necesar sa se respecte anumite reguli de constructie - decuplarea cu socuri de inductanta minima si factor de calitate scazut , amortizarea decuplarii alimentarii de colector si uneori introducerea unui circuit de reactie negativa RLC conectat intre C si E pentru reducerea amplificarii la frecvente joase. Montajul EC permite introducerea acestui tip de circuit , deoarece semnalul din colector este in antifaza cu cel din baza; la montajul BC, cele doua semnale ( din E si din C ) fiind in faza, reactia negativa nu se poate introduce atat de usor.
Circuite de adaptare
Circuitele de adaptare ( transformare de impedanta) au rolul de a realizarea adaptarea (transferul maxim de putere, fara reflexii) de la sursa de semnal la intrarea (baza) tranzistorului, respectiv de la iesirea tranzistorului la sarcina. Sursa de semnal si sarcina au in general impedanta standardizata (50 sau 75 Ohm). Simultan, circuitele de adaptare realizeaza si o filtrare a semnalului, deoarece functioneaza ca circuite rezonante, avand un anumit factor de calitate (Q>1). Impedantele de intrare si de iesire ale tranzistoarelor de putere sunt date in foile de catalog ale producatorului sub forma de circuit echivalent serie sau paralel (exista relatii matematice de transformare de la echivalentul serie la paralel si invers), sau se indica impedanta pe care trebuie sa o "vada" trsnzistorul (conjugata impedantei interne).
Scheme utilizate
Circuitele de adaptare sunt formate uzual din una sau mai multe sectiuni in L (gamma).
Circuitul L (fig.1) realizeaza o transformare de rezistenta in raportul R2/R1=(1+Q*Q), deci nu se poate alege factorul de calitate independent de raportul de transformare. Aceasta este posibil cu ajutorul circuitului din fig .2, unde Q poate fi mai mare decat cel necesar din raportul de transformare. Factorul de calitate in sarcina se alege ca un compromis intre necesitatea de a filtra armonicele rezultate din functionarea in clasa B (tendinta de Q mare) si dorinta de a reduce pierderile din circuit (tendinta de Q mic). La puteri mari, regula este de a realiza circuitul de adaptare cu un Q cat mai mic posibil si de a lasa sarcina atenuarii armonicelor in seama unui filtru trece jos, conectat intre amplificator si antena. Solutia cu Q in sarcina de valoare mica asigura si banda de trecere maxima. Chiar daca Q in sarcina este mic, Q al componentelor trebuie sa fie mare, pentru a reduce pierderile si incalzirile componentelor. Daca este necesar un raport mare de transformare ( la tranzistorii de putere mare, cu impedanta de intrare si iesire foarte mica), o solutie pentru reducera factorului de calitate este realizarea circuitului de adaptare din doua sectiuni in L, realizand un punct de impedanta intermediara egal cu media geometrica a impedantelor extreme. La frecvente de sute de MHz, unde rezulta valori de inductante foarte mici, dificil de realizat practic cu precizie, se utilizeaza cu precadere circuite cu constante distribuite (segmente de linii de transmisiune), realizate in tehnica microstrip, pe circuit imprimat dublu placat. Cel mai bun suport este imprimatul izolat cu teflon armat cu fibra de sticla, dar la 432MHz se poate folosi si materialul G 10 ( epoxidic armat cu fibra de sticla) daca puterile si Q-ul circuitului nu sunt prea mari.
3. Calculul circuitelor
3.1. Calculul analitic
In [1], capitolul 9, sunt date formulele pentru calculul diverselor tipuri de retele de adaptare la intrarea si iesirea tranzistorului. Se discuta de asemenea criteriile de alegere a unui anumit tip de shema si valorile uzuale pentru ordinul de marime al impedantelor care apar in practica.
In cele ce urmeaza se va exemplifica calculul cu un extras din [2]. Trebuie sa remarc ca atat in [1] cat si in [2], relatia pentru calculul rezistentei de sarcina este valabila pentru etajele lucrand in clasa A, situatie mai putin uzuala in practica radioamatorilor. Pentru clasa B, cea mai uzuala la etajele de putere, rezistenta de sarcina necesara are valori de circa o treime fata de cea calculata cu relatia susmentionata {R=Uc*Uc/(2*P) - coeficientul 2 de la numitor provine din faptul ca se lucreaza cu valori de varf in loc de efective }. Afirmatia se poate verifica si din valoarea recomandata in Nota de Aplicatie Motorola pentru tranzistorul MRF 309 (50 W la 28 V,450 MHz) Zo= 1.9+j0.9, care are modulul 2.1 Ohm, pe cand cu relatia mentionata in [1] se obtine 25x25/2x50 =6.2Ohm (s-a luat 25 fata de tensiunea de alimentare de 28 V, pentru a se tine sema de caderea de tensiune pe tranzistor).
3.2. Exemplu de calcul.
Se vor dimensiona componentele pentru schema din figura 10, in care se foloseste tranzistorul BLY 89A. Exemplul de calcul este luat din [2]. Tranzistorul lucreaza ca amplificator FM de 25 W pentru 144 MHz, alimentat la tensiunea de 12.6 V. Din datele de catalog, Zin=1.7+j1.4 iar capacitatea de colector este de 65 pF.
Relatiile de dimensionare pentru elementele retelei de adaptare a intrarii sunt cele de mai jos:
Rezulta Xc1=78, Xc2=20.3, XL1=17. Reactanta L1 se ia in realitate mai mica cu 1.4, pentru ca aceasta inductanta exista deja in terminalul bazei tranzistorului si se inseriaza cu L1. Calculind valorile pentru frecventa de 144 MHz rezulta C1=14 pF, C2=54pF, L1=17 nH. Inductanta Ls trebuie sa rezoneze cu Cc la 144 MHz; rezulta X=17 Ohm, adica Ls=19nH. Calculul circuitului de iesire se face cu relatiile:
RezultaXc3=24, Xl2=34.7, Xc4=11.2 respectiv in valori de componente C3=46 pF, C4=98 pF,L2=38nH. Pentru piesele din montaj se va tine cont ca valorile de capacitati sa se poata realiza cu trimerii in pozitie aproximativ la mijlocul cursei, deci se vor alege trimeri cu capacitati corespunzator mai mari.
Calculul grafic cu diagrama Smith
Diagrama Smith este instrumentul cel mai folosit pentru calculul circuitelor de radiofrecventa, in special al celor cu linii. O prezentare a diagramei Smith ( pentru necesitatile din aceasta lucrare) este facuta in anexa 1. Utilizarea clasica a diagramei Smith ( cu creionul, compasul si raportorul) este incomoda, necesita experienta si presupune redesenarea ori de cate ori se modifica valoarea unui parametru. Este mult mai comoda utilizarea unui program de calculator de diagrama Smith, care este mult mai usor de folosit si ofera anumite facilitati (schimbarea valorii de normalizare, modificarea frecventei, modificarea valorii unei componente - toate aceste modificari aparand imediat pe diagrama- optimizari sau luarea in considerare a tolerantelor de executie, transformarea reactantelor in valori de capacitate sau inductanta). In anexa 2 sunt prezentate pe scurt doua programe de calculator pentru diagrama Smith. Reprezentarea pe diagrama Smith a circuitului din fig.1 este redata in fig. 3. Circuitul adapteaza impedanta mica din colectorul tranzistorului (Z1) la valoarea mai mare a sarcinii (antena = Z2). Se iau in consideratie doar componentele rezistive (R1 si R2) . Inductanta L muta punctul pe diagrama din R1 ( colectorul tranzistorului) pana in A care se afla pe cercul de Q 1=constant. Condensatorul Cp muta punctul de pe diagrama din A in R2. Acest circuit simplu realizeaza deci transformarea dorita de la R1 de ordinul Ohmilor la R2 de 75 Ohm (diagrama este construita pentru o valoare de normalizare de 50 Ohm); atat L cat si Cp trebuie sa fie reglabile, iar factorul de calitate al circuitului (Q1) este impus de raportul R2/R1. In practica radioamatorilor, componenta inductanta reglabila nu este uzuala, de aceea se prefera circuitul din fig.2, care are diagrama corespunzatoare in fig.4. Se pleaca din R1, cu inductanta (fixa) L se ajunge in A( pe un cerc cu Q mai mare decat in primul caz), cu Cs se revine inapoi pana in B, iar cu Cp se ajunge in punctul dorit R2. Dupa castigarea de experienta in utilizarea programului, se pot alege valorile L si Cs astfel incat cu Cs sa se realizeze in principal reglarea raportului de transformare (fara a se influenta prea mult acordul). Cp influenteaza numai acordul, compensand componentele reactive ale sarcinii ( daca acestea exista).
Este posibila si o alta configuratie a circuitului de adaptare, care utilizeaza acelasi numar de elemente, dar amplasate altfel (fig.5 cu diagrama asociata fig.6).
Cu acest circuit se poate obtine acelasi Q ca si cu cel din fig.2.
Adaptarea la intrare trebuie sa transforme impedanta de intrare formata dintr-o rezistenta de circa 1 Ohm inseriata cu o reactanta inductiva de aceasi ordin de marime la valoarea de 50 (sau 75) Ohm a sursei de semnal. Raportul de transformare fiind in general mai mare decat la iesire, un singur circuit L ar avea Q exagerat ( cu neplacerile cunoscute - pierderi si acord prea critic ) astfel ca se prefera o transformare in doua trepte, circuitul suplimentar fiind format din inductanta bazei acordata cu o capacitate conectata direct intre baza si emiter (fig.8 cu diagrama asociata fig.9)
Pe diagrama se pleaca din Rin, inductanta LB muta punctul in A, cu Ce se ajunge in B. Punctul B se afla pe axa reala, deci Ce realizeaza acordul exact pe frecventa de lucru. Acordul exact nu este strict necesar, punctul B se poate afla aproximativ in apropiera axei, valoarea Ce nu este reglabila si se realizeaza din condenstori ficsi. Important este ca prin aceasta portiune de circuit s-a realizat o deplasare spre stanga pe diagrama, in zona rezistentelor mai mari ( deci s-a facut o transformare de impedanta in sensul dorit). Cu L1 se ajunge din B in C apoi cu Cp si Cs se ajunge in modul cunoscut in punctul R2=75 Ohm. Practic Ce este constituit din doi condensatori conectati intre terminalul de baza si cele doua terminale ale emiterului. Condenstorii utilizati trebuie sa aiba indutanta teminalelor foarte redusa, mult mai mica decat reacanta lui LB care este de ordinul nH.
In toate exemplele s-a considerat ca impedanta de iesire a tranzistorului este o rezistenta pura. De fapt este vorba de o rezistenta care are in paralel capacitatea parazita de colector. Aceasta se acordeaza insa cu inductanta socului de alimentare a colectorului (fig.7).
De la R1 ( luat din datele de catalog sau calculat), se ajunge in punctul A prin efectul capacitatii de colector presupusa de ordinul a 100pF. Daca se utilizeaza un soc de alimentare cu inductanta mare, este nevoie ca transformarea de impedanta sa porneasca din A' (punctul de impedanta conjugata al lui R1 in paralel cu Cc), ceea ce duce la rapoarte de transformare mari si Q in sarcina mari . Daca acestea nu sunt acceptabile, atunci exista solutia acordarii lui Cc cu Ls - ceea ce pe diagrama se manifesta prin revenirea in punctul R1 - de unde e necesar un raport de transformare mai redus.
Solicitarile componentelor
Punctul A (fig.3,4,6) fiind punctul de cea mai mare impedanta, aici exista tensiunea maxima din circuit, tensiune care solicita piesele din montaj. La circuitul din fig. 2, numai trimerul serie era solicitat la tensiune mare, trimerul Cp suporta doar valoarea mai mica a tensiunii pe sarcina. La schema din fig 5 ambii trimeri au valori mai mici ( pentru aceleasi date de proiectare), dar suporta tensiuni mari, iar pentru schema din fig.1 trimerii au valori mai mari, si doar Cs este solicitat puternic in tensiune. Tensiunile care pot apare (valori de varf) sunt aproximativ Uc*Q deci pot ajunge la peste 300V la o alimentare cu 28 V ( atentie la arsurile posibile!). Si curentii pot avea valori mari (Q*Is pentru Cp); circulatia de curenti si pierderile in dielectric pot produce pierderi si incalziri importante. Pentru a avea pierderi mici si a rezista la incalziri, izolatia trimerilor trebuie sa fie de calitate; trimerii recomandati sunt cu dielectric aer si suport ceramic. Se mai pot folosi trimeri cu mica cu compresie - un tip de constructie foarte veche, cu o armatura arcuita care se strange cu un surub peste o metalizare cu argint depusa pe ceramica. Punctul A al schemei ( punctul comun dintre L si primul condensator ) este un punct cu tensiuni foarte mari. Aici pot apare neplaceri daca acest punct se realizeaza sub forma unei "insule" pe imprimat. Eu am avut dificultati, mergand pana desprinderea foliei de cupru si la arderea (carbonizarea) circuitului , de aceea recomand ca acest punct sa nu atinga imprimatul ci capatul bobinei L sa se lipeasca direct la terminalul trimerului cu izolatie ceramica. O alta posibilitate este sectionarea bobinei L si instalarea trimerului Cs ( la schema din fig.2) intre cele doua sectiuni ale lui L. In constructiile profesionale de banda larga se utilizeaza condensatori ficsi cu dielectric din portelan ( cum sunt cei produci de ATC), care au terminale cu inductanta foarte redusa.si dimensiuni destul de mari pentru a asigura racirea.
Polarizarea
4.1. Polarizara bazei
Pentru amplificarea semnalelor telegrafice sau FM nu este necesara aplicarea unei polarizari. Baza tranzistorului se leaga la masa printr-o inductanta (soc) sau o rezistenta, care prezinta la frecventa de lucru o reactanta de 10....20 ori mai mare decat Rin a tranzistorului. Daca se utilizeaza o inductanta, aceasta trebuie sa aiba un factor de calitate scazut; aceasta se obtine amortizand circuitul prin legarea in serie sau paralel a unei rezistente, prin introducerea unei perle de ferita peste terminalul unei rezistente, sau prin utilizarea unui soc pe ferita ( tipul VK 200 - cu 6 gauri). Prin socul ( rezistenta) din baza poate circula un curent destul de important (fractiuni de A pana la 1A ) in cazul tranzistoarelor de putere mare, excitate cu zeci de W. Clasa C asigura un randament maxim, dar genereaza armonici care trebuie reduse prin utilizarea unui filtru trece jos sau prin alegerea unui Q mare al circuitului.
Amplificarea semnalelor cu modulatie de amplitudine (MA sau SSB) este posibila fara distorsiuni numai cu etaje lucrand in regim liniar, adica in clasa A sau B cu curent initial. Clasa A asigura cele mai mici distorsiuni posibile, dar are un randament foarte scazut ( circa 25%) si nu se foloseste decat pentru etaje de putere reletiv mica sau acolo unde cerintele privind distorsiunile sunt foarte ridicate (amplificatoare de banda larga pentru CATV). Regimul de lucru liniar , cu un randament acceptabil, se bazeaza pe functionarea in clasa B cu un mic curent initial.
Pentru asigurarea acestui curent initial, baza trebuie polarizata cu o tensiune de circa 0.7 V. Emiterul tranzistorului se leaga direct la masa, fara a exista o rezistenta intre masa si emiter care ar putea asigura stabilizarea termica a punctului de functionare. Pentru stabilizare termica, schema consacrata utilizeaza o dioda cu siliciu, polarizata direct si aflata in contact termic cu tranzistorul care trebuie polarizat (fig.11).
La aplicare excitatiei, din cauza curentului redresat in jonctiunea B-E a tranzistorului, exista tendinta ca tensiunea de polarizare sa scada; pentru a evita acest lucru, este necesar ca valoarea curentului initial prin dioda de polarizare sa depaseasca curentul maxim de excitatie care poate apare in baza, deci sa fie pana la ordinul 1A la tranzistoarele de putere mare. Avand in vedere ca acest curent se ia din sursa de alimentare de 28 V rezulta ca circuitul de polarizare impreuna cu stabilizatorul lui de tensiune este un consumator destul de important, iar Rlim are puteri de ordinul 10 W. Pentru dioda de polarizare se poate utiliza tipul 1N400..., amplasata deasupra capsulei tranzistorului de putere si cuplata termic cu aceasta cu ajutorul pastei siliconice de contact termic. Exista si montaje mai complicate de polarizare, cu 2 tranzistori ( dintre care unul folosit ca senzor de temperatura, fig.12) sau cu dioda, amplificator operational si tranzistor de putere ( fig,13), care asigura o polarizare mai stabila si un consum mai mic la nivel de excitatie mai mic, imbunatatind si liniaritatea si randamentul.
4.2. Alimentarea colectorului
Colectorul tranzistorului de putere se alimenteaza printr-o inductanta care izoleaza sursa de curent de tensiunea de radiofrecventa existenta in colector. S-ar parea ca ar fi indicata o reactanta cat mai mare a inductantei de alimentare, pentru a realiza o decuplare eficace. Din cele prezentate anterior, s-a aratat ca este avantajoasa la puteri mari o valoare a inductantei socului care acordeaza capacitatea parazita de colector. O inductanta mica a socului este avantajoasa si din punct de vedere al stabilitatii amplificatorului; tranzistorii de RF au o amplificare care creste cu scaderea frecventei, deci exista pericolul aparitiei unor oscilatii pe frecvente mai joase decat cea de lucru, ( daca socul din colector are inductanta prea mare) frecvente la care tranzistorul este mai "fragil" si se poate distruge mai usor. Regula este deci : la puteri mari, inductanta necesara pentru acordul capacitatii parazite, la puteri mici, inductanta mai mare, pentru a nu sunta sarcina. Factorul de calitate al circuitului oscilat paralel format de soc si capacitatea colectorului este de ordinul unitatilor, deoarece este suntat de rezistenta de sarcina cu valori mici. Reactanta socului fiind relativ mica, condensatorul de decuplare amplasat la capatul "rece" al socului din colector va trebui sa conduca un curent relativ important. Se recomanda utilizarea unor condensatoare de trecere ( de preferinta special construite pentru acest scop) cu inductanta parazita foarte mica, eventual 2 sau 4 conectate in paralel pentru reducerea curentului prin fiecare.
Decuplarea alimentarii colectorului se face cu o inductanta suplimentara Ls2, cu Q redus prin amortizare cu o rezistenta, cu perle de ferita trase peste capetele inductantei si cu condensatori de diferite valori pentru a realiza o reactanta mica intr-o banda larga de frecvente ( fig.14). Condensatorii C1,C2,C3 au uzual valorile in raportul 1:100 ( de exemplu 1000pF, 0.1 MF, 10MF).
R1,C4 formeaza un circuit pentru amortizarea oscilatiilor posibile din domeniul audio, R2 amortizeaza socul Ls2.
5. Solicitarile componentelor
Solicitarile de natura termica sunt relativ importante si trebuie avute in vedere printr-o dimensionare corespunzatoare a radiatorului. Durata de viata a semiconductoarelor depinde puternic de temperatura de functionare si mai ales de solicitarile termo - mecanice la schimbarea temperaturii cu ocazia pornirii si opririi sau a variatiei puterii. De dimensiunea radiatorului depinde in final toata constructia mecanica, astfel ca radioamatorul incepe planificarea constructiei in functie de radiatorul disponibil. Aici se aplica regula " cu cat mai mare, cu atat mai bine" - mai ales tinand cont ca o crestere a temperaturii de functionare cu 8 -10 grd.C duce la injumatatirea duratei de functionare (MTBF). O regula empirica ( pentru ca de obicei datele necesare unui calcul termic nu sunt disponibile) este ca in cursul functionarii sa se poata tine mana pe radiator, ceea ce inseamna ca temperatura sa nu depaseste 60 grade C. Daca dimensiunea radiatorului nu este suficienta, se pot imbunatati conditiile de racire prin montarea unui ventilator ( de tipul celor din calculatoare) , actionat eventual de un contact termic. Solicitarea termica este maxima la modurile de lucru cu amplitudie maxima semnalului pe toata durata emisiei: FM, RTTY, SSTV, PSK31 si alte moduri digitale, SSB cu compresie de RF, etc. . SSB fara compresie si CW nu solicita atat de mult etajul final - deci pentru un amplificator destinat in exclusivitate acestor moduri de lucru se poate utiliza un radiator mai redus ca dimensiuni.
Trimerii utilizati in constructia amplificatoarelor de putere suporta solicitari electrice si termice importante si nu orice tip este adecvat. Pana la puteri de circa 5W la 150 MHz se pot utiliza trimeri ceramici normali de receptie. Peste aceasta putere, tensiunile si curentii din circuit impun utilizarea unor alte tipuri constructive. Se pot utiliza pana la zeci - sute de W trimeri cu aer pe izolatie ceramica. La tensiunea de 28 V, distanta intre placi trebuie crescuta, astfel ca nu se mai pot utiliza constructii miniaturale. Sunt de asemenea utilizabile constructiile "antice" de tipul mica cu compresie - dielectric mica , pe suport ceramic, si reglarea prin deformarea cu un surub a unei lame elastice arcuite. Acest sistem functioneaza foarte bine, are o suprafata mare de racire, permite inlocuirea dielectricului cu o folie de mica mai groasa sau cu o folie de teflon si are inductante mai reduse ale terminalelor. In privinta inductantei terminalelor, aceasta este cu atat mai suparatoare cu cat frecventa si puterea sunt mai mari. Inductanta terminalelor unui trimer, inseriata cu reactanta sa capacitiva produce o reactanta capacitiva totala mai mica, astfel ca acordul se va face la o capacitate mai mica, dar cu o circulatie interna de curent mai mare prin trimer ( se formeaza un circuit serie L-C), care produce incalziri si scaderea randamentului, sau poate chiar impiedica acordul normal prin aparitia unor rezonante parazite. Trimerii pentru etaje de putere trebuie sa aiba terminale late, scurte, sau mai multe terminale in paralel .
Nu trebuie neglijat nici regimul termic al inductantelor de alimentare a colectorului, care suporta curenti de cativa A.
6. Legarea in paralel
Pentru obtinerea unei puteri mai mari , atunci cand nu se dispune de transzistoare de putere unitara suficienta, se poate recurge la conectarea mai multor tranzistori in paralel. Conectarea pur si simplu in paralel a unor tranzistoare nesortate nu este cea mai indicata; la fel ca in cazul aplicatiilor de joasa frecventa, tranzistoarele bipolare, care prezinta o dispersie pronuntata a caracteristicilor, nu asigura o incarcare egala. Din aceasta cauza, puterea care se poate obtine din doua tranzistoare nu este dublul puterii unuia, ci maxim 140%. Un rezultat mai bun se poate obtine prin divizarea inductantelor care se conecteaza la tranzistor (fig.15). In acest mod se obtine o divizare mai corecta a puterii si o adaptare mai usoara a impedantelor ( doi tranzistori in paralel ar avea impedante pe jumatate, ceea ce ar presupune inductante de adaptare de valori foarte mici, dificil de realizat cu precizie). Pentru impartirea corecta a puterii intre tranzistoare trebuie prevazute elemente de reglaj - L1 in fig.15 sau circuite de intrare complet separate , ca in fig.16.
Se prefera dublarea circuitului de intrare, pentru ca aici se utilizeaza trimeri de putere mai mica decat in circuitul de iesire. Montajul trebuie executat cu respectarea unei constructii simetrice, cu trasee egale ca lungime pe circuitul imprimat. Pentru reducerea dezechilibrelor mai ales in perioada de ajustari, se recomanda conectarea emiterelor si a colectoarelor intre ele prin rezistente neinductive de 10 - 50 Ohm de cativa wati (fig.16). Cu toate aceste masuri se pot conecta in paralel maximum trei tranzistoare.
O solutie mai buna este legara in contratimp prin utilizarea cate unui transformator simetric/asimetric ( balun) la intrare si iesire. La frecventele joase din gamaVHF (50 -70 MHz), balun-ul se poate realiza pe ferita. Pentru banda de 2m si 70 cm, transformatorul se realizeaza din cablu coaxial, iar la frecvente mari (peste 500 MHz) solutia preferata este cu cuploare hibride de 3 dB realizate in tehnica microstrip ( Anexa 3). Cuploarele hibride impart semnalul in doua parti egale ca putere, cu defazaj 0, 90, sau 180 , in functie de constructie si modul de conectare [5,6,9]. Cuplorul hibrid permite functionarea chiar in cazul in care unul din tranzistoare se defecteaza; in aceasta situatie puterea la iesire se reduce la jumatate din puterea unui tranzistor, cealalta jumatate fiind disipata in rezistenta de 50 Ohm conectata la masa. Solutia cu cuplor hibrid se utilizeaza curent la frecvente inalte, daca nu exista tranzistori cu puterea unitara suficienta. Prin aceasta metoda se pot conecta in paralel un numar teoretic nelimitat de tranzistoare. Solutia aceasta este curent folosita in realizarea emitatoarelor profesionale; prin cuplarea unui numar mare de module identice se pot realiza puteri de sute de kW.
Bibliografie
1.- Gr. Antonescu: Dispozitive semiconductoare pentru microunde, Editura Tehnica, Bucuresti 1978
2.- G.R.Jessop, G6JP: VHF Manual, fourth edition, RSGB1994, pag.5.15
3.- * Motorola Semiconductor Technical data - MRF 309
4.- R. Fisk James: How to use the Smith Chart, Ham Radio, martie 1978
5.- Franke Ernie: Capacitively coupled hybrids, Ham Radio, martie 1983
6.- R.Bertelsmeier, DJ9BV: Quadrature Hybrids for 1.3 GHZ, DUBUS 4/1994
7.- Radiocomunicatii si Radioamatorism -etaj final cu 2trz. in paralel
8.- Laszlo HA7VC : Amplificator liniar cu 2 x 2T931 A , Almanah Radiotechnika 1998
9.- Franke Ernie: The hybrid ring, Ham Radio, august 1983
10.-Harke Smits, PA0HRK: 30W linear on 23 cm, DUBUS 2/1994