Maritaca funcionamento

Os cálculos aqui empregados são simples e orientativos para o radioamador experimentador, longe da complexidade de engenharia que os circuitos requerem. Nosso intuito é mostrar um pouco de teoria conjugada com a pratica, para o aprimoramento técnico dos colegas.

Diagrama de Blocos

Como funciona

A ANTENA

A antena tem que necessariamente ser ressonante na freqüência de operação do transceptor e ter uma impedância de cerca de 50 Ohms.

Praticamente

: para recepção até um fio esticado pode ser utilizado mas os resultados serão compatíveis : ruins

Para transmissão nem pensar, pois uma alta diferença de impedâncias (ROE), danificaria o circuito amplificador de potência (PA), destruindo os transistores e outros componentes.

O ideal é uma antena dipolo ou V invertido, mas outras soluções são possíveis (long wire, G5RV etc.)

O BPF (filtro passa baixas ou filtro PI)

Utilizamos o tradicional filtro PI para eliminar as armonicas, ou seja as freqüências múltiplas do oscilador.

O filtro utilizado foi de uma célula. Foi calculado com Q=1 e com impedância se entrada e saída de 50 Ohms.

Onde :

Q é o fator de mérito do filtro. Quanto maior o Q melhor o filtro.

Matematicamente :

Q= F / BW

Aqui

- F é a freqüência central do filtro
- BW é a banda passante com perdas menores que 3dB

NA PRÁTICA:

Devemos trabalhar com Q=1 e se quisermos mais eficiência é só colocar outro filtro em série.

CALCULO DO FILTRO

Esquema

Dados para o calculo

- Z1 impedância de entrada em Ohms
- Z2 impedância de saída em Ohms
- F freqüência central de operação do filtro em MHz
- Q fator de mérito

Na prática :

Z1=Z2= 50 Ohms

F = 7 MHz

Q = 1

Calculando

XC1 = reatância capacitiva do capacitor C1 em Ohms

XC1 = Z1 / Q

Na prática :

Reatância é a resistência a passagem de um sinal de corrente alternada e depende da freqüência. A dissipação de calor não é em função da reatância e sim de outros fatores de construção do componente (fuga, material etc.). Um componente não dissipa calor devido a reatância.

Quando o valor das reatancias forem iguais para uma determinada freqüência ocorre a ressonância.

XC1 = 50 / 1 = 50 Ohms

XC2 = reatância capacitiva do capacitor C2 em Ohms

XC2 = Z2 / Q

Na prática :

XC2 = 50 / 1 = 50 Ohms

XL = reatância indutiva do indutor L em Ohms

Na prática :

XL =( (1*50) + ((50*50)/50) ) / (1+1^2)=

= ( 50 + 50 ) / 2 = 50 Ohms

C1 = valor do capacitor C1 em pF

Na prática :

C1 = 1000000/(2*3,14*50*7) = 455pF

Como a maioria dos capacitores tem erros para baixo usamos o valor comercial de 470pF.

C2 = valor do capacitor C2 em pF

Na prática :

C2 = 1000000/(2*3,14*50*7) = 455pF

Como a maioria dos capacitores tem erros para baixo usamos o valor comercial de 470pF.

L = Valor do indutor L em µH (micro Henrie)

Na prática :

L = 50 / ( 2*3,14*7 ) = 1,13µH

Para calcular o numero de espiras N (em voltas) em função do valor do indutor L (µH), do diâmetro do fio D (cm) e do raio da forma R (cm), temos

N= ((10*D*L)+RAIZ(((10*D*L)^2)+(36*(R^3)*L*0,393)))/(2*0,393*(R^2))

Na prática :

Para D=0,07cm, R=0,35cm e L=1,13µH

Teremos N=20,11

Mas alem do fio sempre afrouxar um pouco após o enrolamento, o calculo sempre tem imprecisão, assim 18 voltas serão o suficiente para os 1,13µH (nada como ter um Lcmeter)

Utilizando o software Rfsim99 que é freeware traçamos o gráfico do nosso filtro :

A linha preta mostra o resultado da atenuação do filtro (-3,6dB em 10,92MHz) . O gráfico vai de 1MHz até 56MHz (cerca de -50dB em 56MHz).

Automatic band Pass Filter (filtro automático com banda passante)

Este circuito basicamente é um circuito ressonante na freqüência de operação (7MHz), com reatância de cerca de 400 Ohms.

Em recepção temos um nível de sinal vindo da antena extremamente baixo da ordem de µVolts, os diodos praticamente não atuam no circuito assim o circuito se comporta como ressonante em 7MHz.

Desconsiderando os diodos temos pela simulação :

Quando em transmissão o nível de sinal aumenta para a ordem de Volt e os diodos limitam (ceifam) este nível a 0,7V máximo. Com uma corrente passando pelos diodos ocorre uma alteração na capacitância interna dos diodos e eles passam a ter uma capacitância interna muito elevada, desviando assim a RF e dessintonizando o filtro.

O calculo do valor dos componentes :

Dados :

- Freqüência de operação em MHz - F = 7MHz
- Reatância indutiva XL = reatância capacitiva XC = 400 Ohms

Fórmula :

Para determinar o valor do indutor L

L = 400/ (2*3,14*7)=9,09µH

E

C= 1000000/(2*3,14*400*7)=56,86pF

Devemos depois deste calculo partir para valores comerciais próximos, do indutor que é mais critico, adotamos o valor de 8,2µH.

Como o fornecedor não tinha 8,2µH em estoque. Alteramos para 6,8µH

Como é necessário ter ressonância e como vimos para isso XC=XL substituindo XC de uma formula para outra teremos :

Como temos L =6,8µH F=7MHz, substituindo na formula encontraremos

C=73,9pF

Na prática :

Utilizamos uma tabela em Excel :

Esta planilha esta disponível

aqui.

Podemos mudar os valores em vermelho (freqüência ou indutor) para alterar a tabela.

Em amarelo destacado os valores do capacitor C e o correspondente valor das reatancias XL=XC, que podem ser utilizados no circuito.

Para um rendimento ideal, o correto seria utilizar um trimmer para acertar a ressonância, independente dos erros de L, C ou influencias externas.

No nosso circuito substituímos o capacitor de 74pF da tabela por 82pF que geralmente apresenta 10% do valor para menos (tolerância).

Amplificador de RF

Função do circuito

Amplificar a RF de antena, limitar a banda passante.

Esquema

O sinal proveniente do filtro automático entra no indutor L3 e é sintonizado no secundário que é um indutor comercial da SONTAG de 4,7µH mais o capacitor de 82pF e o trimmer de 7-45pF.

Este sinal é amplificado pelo FET BF245 e pelo transistor 2N3904, onde o sinal sai pelo emissor para o próximo estagio.

O indutor Sontag de 4,7µH tem uma reatância de 210 Ohms em 7MHz que corresponderá a um capacitor de 107pF (ver tabela ou calcular).

Nosso trimmer tem um range de 45-7=38pF que no meio ajuste terá 38/2=19 então 107-19=88 onde o capacitor mais próximo comercial será de 82pF. Formando 82pF+trimmer em paralelo com 4,7µH, ressoando em 7MHz.

Como a impedância de entrada do transistor FET BF245 é de cerca de 1500 Ohms, resolvemos acoplar indutivamente o sinal de antena.

Como sabemos para acoplamentos indutivos de primario-secundario vale a regra :

Onde Z1 impedância de entrada e Z2 impedância de saída, N1 número de voltas do indutor no primário (entrada) e N2 numero de voltas do indutor no secundário.

Temos

Z1= 50 Ohms (antena)

Z2 = 1500 Ohms impedância de entrada (estimado - valor observado em circuitos semelhantes)

Como o secundário é um circuito sintonizado e gostaríamos de utilizar um indutor comercial, vamos novamente a tabela e verificamos qual o valor do indutor que tem um valor mais próximo de 180 Ohms de reatância indutiva (o valor de 180 Ohms é tido como a melhor reatância e é utilizado em praticamente todos os projetos de rádios), encontramos 3,9µH e 4,7µH optamos por 4,7µH por ser um valor que tínhamos a mão, mas poderia ser de 3,3 a 5,6µH que funcionaria da mesma forma.

Vamos agora ao numero de voltas, vejamos a tabela fornecida pela Sontag

Aqui obtemos que o indutor de 4,7µH tem 21 a 22 voltas.

Voltando a formula

Substituindo :

50/1500 = (N1^2) /(21^2)

N1= raiz quadrada (50 * 441 / 1500 ) = 3,83

Portanto teremos 4 voltas no primário.

Na Prática :

O enrolamento adicional deve ficar mais próximo de uma das extremidades, e nunca centralizado ou distribuído. Este lado (extremidade) tanto do primário como secundário devem ser conectados a terra direta ou indiretamente (via capacitor).

Função de cada componente

82pF entre ilha 1 e 2 faz parte do circuito anterior.

Bobina (transformador L3) transforma a impedância de 50 para 1500 Ohms, para casar as impedâncias e para dar condição de melhor ressonância.

Esta condição é conseguida devido ao alto Q com carga (loaded Q) exigido em circuitos sintonizados. Em circuito com alta impedância a ressonância é mais aguda ou afinada ou seja é ideal - os valores de impedância nestes circuitos estão entre 1500 e 4500 Ohms.

A bobina ainda (secundário de 4,7µH) atua como elemento de ressonância em conjunto com o trimmer e o capacitor de 82pF como já descrito.

O capacitor de 1nF entre ilhas 3 e 4 é para bloqueio da CC entre base e terra, mas deixa passar a RF (calcule a reatância dele em 7MHz e veja que a resistência dele é pequena nesta freqüência).

Resistor de 100K entre gate do BF245 e terra faz com que o gate não fique flutuante devido a alta impedância, este é o valor mais comum empregado.

Transistor de efeito de campo BC245C este transistor é eficiente, barato e fácil de encontrar. Um substituto direto com vantagens é o MPF102. A letra no final neste caso C indica, conforme o datasheet, a corrente que o transistor comporta é 25mA com a letra B 15mA e com a letra A 6,5mA.

Como a corrente deste transistor depende do resistor de supridouro que é de 4k7, a corrente máxima será de 7,5V / 4700 que da 1,6mA . Assim qualquer um dos transistores poderá ser utilizado.

Como falamos do resistor de 4k7 do supridouro, a função dele exatamente é de limitar a corrente do transistor.

O capacitor de 100nF que esta em paralelo com o resistor faz com que a corrente alternada (RF) passe diretamente a terra, sem a limitação do resistor, na verdade a limitação será em função do valor de XC reatância capacitiva na freqüência de operação que é muito baixa.

O resistor de 4k7 ligado entre as ilhas 6 e 9 fornece uma tensão / corrente para o transistor 2N3904 alem de alimentar também o transistor BF245.

O transistor 2N3904 esta configurado para ganho de tensão unitário (seguidor de emissor) pois a tensão que aparece na base SEMPRE aparecerá no emissor descontados 0,7V. Então a tensão de coletor será de aproximadamente 4,1V e de emissor aproximadamente 3,4V, a corrente através do transistor (sem sinal), pela lei de Ohm, será de 3,4 / 4700 = 0,7mA.

Devido a esta corrente extremamente baixa, a baixa tensão entre coletor - emissor e ao alto valor do resistor de emissor a impedância de saída deste circuito será alta (cerca de 1K).

Como este circuito foi baseado do Gigantinho do Jair PY5BE, mantivemos os valores. Uma menor impedância poderia ser conseguida diminuindo o resistor do emissor, isso aumentaria a potência, mas poderia saturar com sinais fortes.

Outra forma de aumentar o ganho seria alimentar o circuito com a Vcc ou seja 12 ou 13,8V.

O Jair na última versão que vi do Gigantinho, colocou um potenciômetro neste ponto para conseguir um ajuste de ganho de RF.

Discutiremos este controle na pagina de modificações e melhorias do Maritaca.

Misturador do receptor (Rx mixer)

O circuito do receptor foi baseado no conhecido

Neophite, que tem seu ponto forte no acoplamento entre o misturador / conversor e o amplificador de áudio, tirando proveito total dos circuitos integrados.

No misturador temos o conhecido integrado

NE602 / SA602 fornecido pelo representante da RS no Brasil por cerca de US$3,00 . NE602 datasheet

A função do misturador é de somar e subtrair os sinais de entrada e do VFO e o sinal resultante teremos na saída. Neste caso temos um receptor de conversão direta onde as duas freqüências (entrada e VFO) praticamente são iguais, e a diferença destes sinais resultará em um sinal de áudio, que permitem a escuta de sinais de CW, DSB e SSB, sinais de AM podem ser ouvidos mas com dificuldade.

Na pratica

Um sinal na antena de CW de 7000kHz e um sinal de 7001kHz no VFO fará que um sinal de 1Khz seja resultante, ainda se o VFO estiver em 6999kHz a resultante será também de 1kHz. Então em um receptor de conversão direta ouviremos a mesma estação em dois pontos da sintonia.

Nesta mesma condição se houver outra estação operando em 7003kHz ouviremos um tom de 2kHz simultaneamente quando nosso Vfo estiver em 7001kHz e se alterarmos a freqüência para 6999kHz teremos um sinal de 1kHz e outro de 4kHz de saída. Para fonia onde temos 3kHz de cada banda as coisas se complicam e é necessário um pouco de paciência do operador.

A impedância de entrada do NE602 é de cerca de 1500 Ohms (entre pinos 1 e 2) , na entrada utilizamos o mesmo circuito anterior onde temos 50 Ohms para 1500 Ohms. Lembrando que o amplificador de RF tem muito mais que 50 Ohms de impedância de saída, mas mesmo assim o circuito funciona muito bem.

O circuito de entrada terá então os mesmos cálculos visto anteriormente.

Na Prática

Uma diferença de impedâncias como esta da saída do amplificador de RF para a entrada do mixer causa perdas, que na pratica são aceitáveis pois se estivesse tudo correto teríamos muito sinal no misturador e certamente ocorreriam problemas com sinais fortes (saturação).

O ganho de conversão do NE602 neste circuito é de cerca de 25dB.

Os componentes L2, 82pF e o trimmer foram um circuito ressonante em 7MHz, filtrando os sinais de outras freqüências.

No pino 2 temos uma realimentação negativa vinda do sinal de saída de áudio, que é retificada / limitada pelo diodo LED e filtrada pelos capacitores de 100nF e 470µF , esta tensão corrige automaticamente o ganho do NE602 em função do volume de áudio. O que é conhecido pela sigla CAG (controle automático de ganho ou AGC em inglês).

O ponto de trabalho é limitado pelo valor da tensão de junção ou condução do LED, o

site francês onde aparece um circuito semelhante, o colega recomenda o uso de um LED verde, que segundo ele , apresenta um valor ideal (1,7V).

O uso do CAG é recomendado para recepção de fonia, pois mantém todos os níveis sonoros dentro de um limite, o que muito bom principalmente em rodadas onde cada sinal tem uma intensidade diferente. Para CW o CAG é dispensável e pode ser desativado, mas este assunto ficará para as modificações.

Os capacitores ligados ao pino 2 alem de filtro, conduzem para terra toda a RF do pino 2 fazendo com que este pino represente terra para a RF.

O conjunto de componentes ligados ao pino 8 do NE602 constituem a alimentação de Vcc do integrado, que deve ser inferior a 8V. O resistor de 470R limita a corrente para o diodo

zener, vamos aos cálculos

Dados

Vcc = 13,8V

VZ = 7,5V (tensão do diodo zener)

R = 470 Ohms

Pela lei de Ohm a corrente total It será :

It= (Vcc - VZ) / R = ( 13,8 - 7,5 ) / 470 = 0,013 A = 13 mA

Este zener comporta 52mA pelo catalogo que daria uma potência de

P= V * I = 7,5 * 0,052= 0,4 W

A corrente de manutenção do diodo é recomendada em 10mA o que nos deixaria com 3mA de consumo, temos 2,4mA de consumo no NE602 e 0,7mA no amplificador de RF (sem carga).

O ideal é deixar um pouco mais de folga para a corrente de trabalho, com diminuição do valor de 470R, mas discutiremos isso nas modificações.

Ainda a potência de dissipação do nosso resistor será de

Pd= (13,8 -7,5) * 0,013 = 0,082 W nosso resistor é de 250mW (1/4 W) o que suficiente.

A entrada de sinal do VFO é feita pelo pino 6 e temos um capacitor de 68pF que bloqueia a CC e deixa passar RF (XC em 7Mhz cerca de 300 Ohms).

A saída de AF é balanceada, ou seja é dupla com fases 180 graus diferentes, é feita nos pinos 4 e 5 do NE602, e tem uma impedância de cerca de 3000 Ohms, os capacitores de 100nF acoplam o sinal de áudio e o capacitor de 47nF elimina (atenua muito) os sinais de RF. Vejamos os valores de XC em Ohms:

100nF 47nF

1kHz 1591 3386

7MHz 0,23 0,48

Os sinais de áudio vão diretamente para as entradas pinos 2 e 3 do integrado

LM386N1 que é um amplificador de potência de áudio, o ganho de 46 dB e os componentes foram baseados no datasheet.

O VXO

Esquema

O circuito do VXO é o tradicional Colpits, trabalhando com baixa corrente (cerca de 8mA) e consequentemente baixa potência.

Devido a este circuito ser muito experimental pouco podemos dizer sobre os cálculos envolvidos.

A função do capacitor variável é de variar a ressonância do circuito LC formado pelo elo Indutor - capacitor variável - capacitores de 220pF - cristais, e consequentemente alterar a freqüência do conjunto para atingir uma cobertura de 7000 a 7150kHz. Os cristais em paralelo atuam como estabilizadores de freqüência.

Na pratica

O indutor variável é extremamente critico, deve ser enrolado a mão, formando uma bobina de camada única.

Utilizamos 3 cristais em paralelo que facilitam a montagem

O resistor de 33k fornece uma corrente de entre base e emissor, o resistor de 1k no emissor limita a corrente do transistor (e do VFO).

O capacitor de 100nF no coletor desvia a RF para a terra evitando que ela vá para outros circuitos e para a fonte.

Na pratica

Este capacitor deve ficar bem próximo do coletor e ter lides curtos.

O transistor BF240 é especial para RF e tem um desempenho muito bom como oscilador.

O capacitor de 6p8 acopla a RF e bloqueia a CC par o buffer, o valor baixo garante um acoplamento frouxo ou fraco, impedindo assim que uma variação de carga nos circuitos seguintes possam alterar a freqüência do oscilador.

Na pratica

Os piados dos QRPs são na maioria causados por acoplamentos fortes que querem tirar o máximo dos circuitos, uma das formas de corrigir este problema é com o uso de capacitores de baixo valor no acoplamento - geralmente abaixo de 10pF

O Amplificador de microfone

Esquema

Temos um circuito com dois transistores como amplificadores de emissor comum, com um circuito para fornecer uma tensão para alimentar o microfone de eletreto.

Este circuito originalmente veio do BITX20, mas por ter um áudio muito grave, fizemos uma adaptação com outro transistor.

Escolhemos o uso de microfones de eletreto por serem baratos fáceis de encontrar até na sucata.

Os microfones de eletreto precisam de uma tensão para trabalhar, escolhemos uma tensão de 1,4V que é o bastante, na alimentação de 13,8V ligamos um resistor de 10k para alimentar os diodos 1N4007 que estão em série. Como os diodos tem uma tensão de junção de 0,7V, ligados em serie teremos 1,4V, o resistor de 10k serve para limitar a corrente de consumo, que pode ser calculada com base na lei de Ohm :

I = (13,8 - 1,4) / 10000 = 12,4 / 10000 = 1,2mA

O capacitor de 100µF em paralelo com os diodos é para garantir a tensão / corrente do microfone.

O capacitor de 1nF ligado em paralelo com o microfone, é utilizado para desvio da RF que porventura for induzida no cabo do microfone. O valor da reatância deste capacitor é baixa na ordem de Megahertz e alta na ordem de áudio freqüências. (verifique calculando !)

Temos como acoplamento de sinais entre o microfone e a base do transistor com um capacitor de 47nF que bloqueia a CC e deixa passar a CA, mas depende da freqüência, este valor é melhor para medias e altas freqüências. (veja a reatância para cada freqüência ...)

O resistor de 330K fornece uma polarização a base, com uma corrente baixa. O transistor utilizado na amplificação é o 2N3904, o resistor de 4k7 limita a corrente do coletor deste transistor.

O acoplamento é feito por outro capacitor, agora de 10nF que faz o mesmo serviço que o anterior, com um pouco mais de ênfase nos agudos.

O segundo transistor trabalha com uma polarização de 1/3 da VCC (ou seja 10k + 4k7 =14k7 para 4k7 que dá cerca de 1/3). Se Vcc 13,8 V 1/3 de Vcc dá 4,45V.

Então no emissor teremos 4,45 V menos a tensão de junção de 0,7V dá 3,75 V . A corrente no emissor será 3,75 V dividido por 2k2 Ohms que dá 1,7mA. Como nosso problema não é potência e sim ganho e amplitude - tudo certo.

O capacitor eletrolítico de 4,7µF no emissor serve de bypass para o sinal de áudio. Assim a componente de CC é limitada pelo resistor de emissor enquanto o sinal AC de áudio passa sem restrições, o que garante um ganho elevado ao conjunto.

Por ultimo temos o capacitor de 1µF na saída que acopla os sinais de áudio ao próximo circuito (modulador).

O modulador ou Mixer

Como se pode observar este circuito se parece como de uma fonte de alimentação de onda completa com transformador de derivação central.

O sinal de RF vindo pelo primário do transformador, é retificado no secundário que esta 180 graus fora de fase, a retificação é positiva de um lado e negativa do outro, que teoricamente teria um sinal anulado na saída, como existem uma assimetria isto não acontece e para acontecer existe o trimpot de 100R que corrige esta assimetria.

Um sinal de áudio vindo pela ilha 3 desbalancea o equilíbrio fazendo sair somente as laterais moduladas já que a portadora é matematicamente anulada.

Os resistores de 22R e 220R compensam alguma diferença de impedância entre as etapas.

O capacitor de 47nF aterra qualquer RF presente neste ponto, que sem ele faria que todo o sinal ( laterais e portadora portanto AM) saísse do modulador.

O resistor de 1K não faz parte do modulador e é somente um limitador de excitação para a transmissão de CW e deve ser ajustado para 5W ou QRP na saída.

Os diodos poderiam ser de germânio ou mesmo 1N4148 de silício que também funcionaria.

O transformador é do tipo broad band (banda larga) e o núcleo não é critico (podendo ser de ferrite ou de pó de ferro) o diâmetro do fio e o numero de voltas também não são críticos.

Neste tipo de circuito as portas são intercabeaveis e servem como mixer e moduladores .

O buffer do TX

A função do Buffer é amplificar o sinal modulado sem deformação para um nível maior. Em termos de potência cada etapa multiplica por 10 a potência anterior.

O circuito é muito convencional, tem a polarização de base pelo divisor resistivo 1k5 com 100R, a corrente de repouso deste circuito depende dos valores dos resistores de base terra e emissor terra.

Neste caso para CC sem sinal a corrente deve ficar entre 8 a 15mA, o ganho para CA esta totalmente aberto pois a RF tem um bypass livre com o capacitor de 100nF em paralelo com o resistor de 100R no emissor.

No coletor temos um transformador de banda larga com uma relação de espiras de 10 : 3 ou seja 0,33 isto elevado ao quadrado nos dará a relação de impedâncias ou seja 10,9 vezes. Como temos baixa corrente no transistor a impedância de coletor será alta (ordem de 600 Ohms) este transformador reduzira esta impedância no secundário em 10,9 vezes.

Na pratica

Os transformadores banda larga são muito empregados para casamento de impedâncias, não importando muito o numero de espiras, tipo de núcleo empregado e diâmetro do fio, o que manda é a relação entre primário e secundário.

O tamanho do toroide, o diâmetro do fio serão importantes quando as potências forem maiores, o diâmetro do fio devido as correntes e o tamanho do núcleo devido a saturação (também devido as correntes).

Note no desenho que os lados frios (ilha 4 e 6) e os lados quentes (ilha 3 e 7) para RF estão do mesmo lado ou em fase, nas ligações

O capacitor de 100nF ligado da ilha 4 ao terra desacopla a RF ai presente para o terra.

No secundário do transformador temos um diodo 1N4007 que limita a tensão de base, um capacitor de 100nF em paralelo com 10µF que armazenam a CC ai presente e desviam a terra qualquer RF.

Este circuito faz parte na realidade do circuito seguinte o driver.

O DRIVER DO TX

A função do driver é fornecer uma corrente / tensão de RF suficientes para produzir uma potência adequada do estagio final do transmissor (PA).

Na prática

Se o PA for um FET ele vai requerer Tensão, se for um transistor bipolar vai requerer corrente.

Como trabalhamos com QRP 1W de excitação é mais do que ótimo.

A polarização de base é praticamente a mesma do Buffer, mas a corrente de repouso será maior pois temos um resistor de emissor mais baixo.

O uso de dois transistores em paralelo é para aumentar a capacidade de dissipação e a potência dos transistores, como os transistores não possuem o mesmo ganho nesta freqüência a compensação da diferença de ganhos é feita com a inclusão de resistores de baixo valor.

Neste circuito chaveamos a polarização, alimentação do resistor de 1k5, para chavear o circuito em transmissão / recepção. O uso deste artificio foi para diminuir a corrente de chaveamento e empregarmos um transistor comum.

O transformador aqui terá 8 espiras no primário e 3 no secundário, 8 /3 = 2,67 ou seja 2,67 * 2,67 = 7,1 será a relação de impedâncias, aqui devido as correntes a impedância em coletor será de cerca de 120 Ohms.

Esta impedância é dada empiricamente pela formula :

Z(tr) = ( Vcc * Vcc ) / ( 2 * Pot(RF) )

Onde

Vcc a tensão de alimentação (ou entre coletor / emissor)

Pot(RF) = ( Vp * Vp ) / ( 2 * R )

Onde

Vp é a tensão medida com a ponta de RF

R é o resistor de carga (50R).

No protótipo tivemos Vp = 8Vp de RF

Pot(RF) = 8 * 8 / 100 = 0,64 W

Z(tr) = 12 *12 / 2 * 0,64 = 112 Ohms

O nosso transformador baixará esta impedância para cerca de

112 / 7,1 = 15 Ohms.

Esta é a impedância esperada na entrada do PA, que deve estar próxima disto pois temos dois transistores em paralelo.

Como descrevemos no Buffer a função do diodo 1N4007 e dos capacitores associados será de manter uma tensão de CC de polarização para a base e desvia a terra a RF ai presente. A única diferença é no valor do resistor que alimenta a CC que aqui é de 470R, o valor mais baixo garante uma corrente maior nos transistores do PA.

O AMPLIFICADOR DE POTENCIA PA

Temos no PA mais uma vez os transistores em paralelo.

A compensação de diferenças de ganho aqui é feita pelos resistores de 0,47 Ohms no emissor. Estes resistores não podem ser de fio, devido a indutancia que estes resistores formam, tem que ser de carbono ou de metal filme.

O capacitor de 100nF entre o coletor e o filtro passa baixas pi, acopla a RF impedindo a passagem de CC.

Calculo da impedância do coletor (de saída) :

Z(tr) = ( Vcc * Vcc ) / ( 2 * Pot(RF) )

Onde

Vcc a tensão de alimentação (ou entre coletor / emissor) = 13,8V

Pot(RF) potência esperada de RF =10W

Z(tr) = 13,8 * 13,8 / 20 = 9,55 Ohms

Como a impedância de nossa antena tem 50 Ohms, precisaremos

50 / 9,55 = ( voltas secundário / voltas do primário ) ao quadrado = 5,3

raiz de 5,3 = 2,23

2,23 é a relação entre primário e secundário.

Utilizamos 2 voltas no primário e 5 no secundário, pois 5 /2 = 2,5 que é muito próximo de 2,23.

Ao refazer os cálculos se a potência aumentar esta relação ficará mais favorável, assim preferimos 2,5 a 2

O choque de RF deverá ter uma reatância indutiva de no MINIMO 10 vezes a impedância de coletor.

Xq(choque) > 10 * Z(tr) = 10 * 9,55 = 95,5 Ohms

E calculemos o indutor L

L = 95,5 / 2 * 3,14 * 7 = 2,1 µH

Cada volta no núcleo escolhido dá 4µH com 8 voltas teremos de 32 a 40 µH que é mais que suficiente.

Filtro em Pi - passa baixas

Dados :

Z = Impedância de entrada Z1= impedância de saída Z2 = 50 Ohms

F = Freqüência em MHz

Q = fator mérito do filtro = 1

XC1 = reatância de C1 = Z1 / Q = 50 / 1 = 50 Ohms

XC2 = reatância de C2 = Z2 * Raiz ( Z1/Z2 / (((Q^2) +1)-(Z1/Z2)) =

50 * RAIZ(1/1) = 50 Ohms

XL =reatância de L = (Q * Z1 +( Z1 * Z2 / XC2)) / (1 + Q^2) = 50 Ohms

C1 = 1000000 / ( 2 * pi * XC1 * F ) = 1000000 / 2199 = 455 pF

C2 = 1000000 / ( 2 * pi * XC2 * F ) = 1000000 / 2199 = 455 pF

L = XL / ( 2 * pi * F ) = 50 / (2* 3,14 * 7) = 50 / 44 = 1,13 µH

Vamos simular no Rfsim99 :

Em 14 MHz atenua 22dB e cerca de 30dB em 28MHz, muitos colegas utilizam um filtro duplo aqui, um em seguida do outro, que garante o dobro de atenuação.

O capacitor escolhido é de 470pF e o indutor de cerca de 1,1µH.

O circuito Comutador T/R - QSK

Este circuito comuta a linha Vcc para o Tx ou para o Rx, via chave de CW ou a chave SW1B.

O principio de funcionamento é simples e baseia-se no fato que transistores NPN conduzem com positivo e PNP com negativo.

Assim em repouso o resistor de 10k fará o 2N3904 conduzir e teremos Vcc no emissor +R.

Ainda a tensão da base do transistor 2N3904 chega a base do transistor 2n3906 via diodo 1N4148 e resistor de 2k2, fazendo este transistor não conduzir.

Ao ser aterrado pelo manipulador o ponto CW key faz com que a base do transistor 2N3904 seja aterrada via os diodos 1N4148, deixando de existir a tensão em RX. Já a base do transistor 2N3906 vai a terra via 1N4148 e o resistor de 2k2, passsamos a ter a tensão +Tx.

Os diodos LED servem de indicação da recepção ou transmissão, os resistores de 2k2 limitam a corrente consumida em cerca de 5mA cada.

Os diodos 1N4148 fazem com que não ajam interações entre os circuitos QSK ou circuitos que possam ser ligados a entrada do manipulador.

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