PA 1.2GHz à deux MRF286
Le MRF286
Les transistors utilisés sont deux LDMOS de référence MRF286. Ces transistors ont été conçus par MOTOROLA pour l'amplification dans le domaine GSM. Leur application s'étend jusqu'à 2 GHz ou ils présentent un gain typique de 11dB et un rendement de 43% pour une puissance de 60W en sortie. Ils sont conçus pour un fonctionnement en classe A ou AB. Ils sont donc directement applicables à la bande amateur 1,2GHz en BLU. L'autre qualité du MRF286 est sa très bonne stabilité thermique et sa faculté à supporter une désadaptation importante jusqu'à 10:1 de VSWR à pleine puissance. De ce fait les risques d'utilisation du transistor sont limités.
Schéma de principe
Deux MRF286 sont montés en parallèle. Le couplage des deux étages est réalisé par des coupleurs de type hybrides 90°.
Le principe est somme toute fort simple et des plus classique.
Détails de réalisation
Amplificateur
Les transistors et les PCB sont montés directement sur la surface d'un radiateur en aluminium poli. Un peu de graisse thermique a été insérée entre la semelle des transistors et le radiateur. Je n'ai pas mis de calle en cuivre entre le PCB et le radiateur. Par contre le vissage du circuit imprimé sur la masse du radiateur est soigné afin d'assurer le meilleur contact électrique possible pour le retour des courants HF.
Le PCB et le schéma sont ceux issus de la description de F5EFD.
Chaque entrée et sortie des deux étages sont reliés aux coupleurs par du semi-rigide. L'extrémité des semi-rigides sont soudés à des petites cales en laiton percées et visées au radiateur (voir photos).
Les condensateurs utilisés en entrée et en sortie sont de type "porcelaine" (c'est à dire fabriqués avec une céramique de grande qualité, de la série CHA de Tekelec dans mon cas). Voir photos. Cela est important pour garantir la tenue en puissance et les qualités RF.
Les trois diodes en série du circuit de polarisation ne sont pas reliées thermiquement aux transistors. Mais pour l'instant cela fonctionne très bien ainsi!
Pour le refroidissement, un ventilateur est appliqué sur le radiateur et il fonctionne en permanence. De manière générale il ne faut jamais hésiter à voir les choses en grand point de vue refroidissement. Le but étant de diminuer le plus possible la température de jonction du transistor. Cela permet de garantir une bonne durée de vie et une bonne stabilité thermique du transistor (et donc de la puissance).
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Coupleurs : Le premier, celui d'entrée est réalisé en semi-rigide 50 et 70 Ohms tandis que le deuxième en sortie est réalisé sur téflon (PCB acheté il y a longtemps chez DC3XY).
Schéma de principe du coupleur hybride en semi-rigide.
Attention à garder des longueurs de câbles strictement identiques en entrée et en sortie pour conserver la phase!
Un séquenceur permet de respecter l'ordre de commutation suivant :
1 - Relais QRO de sortie
2 - Polarisation de l'ampli
3 - Relais d'entrée
4 - Transverter
Alimentation
L'alimentation est conçue de la façon suivante:
- un transformateur torique de 300VA
- un pont de diodes
- un premier régulateur "grossier" a base de 2N3055
- un deuxième régulateur de précision cette fois-ci
(VR338), un pour chacune des deux sorties 27V/5A
La protection sur la ligne secteur est effectuée par un fusible temporisé. Il est important d'utiliser un fusible de type temporisé (ou à fusion lente) afin que ce dernier supporte la pointe de courant transitoire causée par le transformateur. En effet, tout transformateur, même si son secondaire n'est pas chargé, va présenter un courant transitoire important lors de l'application de la tension aux bornes de l'enroulement primaire. Cela vient de l'établissement du champ magnétique dans le noyau. L'intensité du phénomène est également liée à la phase de la tension à l'instant de la mise sous tension et de la magnétisation résiduelle du noyau laissée à l'instant de la dernière coupure. Pour des transformateurs de 300VA, la règle générale est de disposer d'un fusible temporisé. Pour des transformateurs de puissance supérieures, le courant transitoire étant plus important, un circuit de soft start devient nécessaire (connexion temporaire d'une résistance en série sur le primaire).
[En projet] La charge des condensateurs de lissage (32000 uF sous 45V) procure également un appel de courant important lors de la mise sous tension. D'autre part il est préférable de charger de façon douce les condensateurs pour préserver leur durée de vie. Pour ces deux raisons un circuit de charge douce a été ajouté entre le pont de diodes et les condensateurs. Il s'agit de limiter durant quelques secondes (3 à 4 s) le courant d'appel en mettant en série une résistance de 18 Ohms a travers de laquelle vont se charger les condensateurs. Cette résistance est ensuite bypassée par un MOSFET (IRF4905) de puissance pour le reste du temps en régime de fonctionnement normal. Le MOSFET présente alors une résistance négligeable (0,02 Ohms) qui ne perturbe pas le fonctionnement de l'alimentation. [En projet]
Enfin une résistance de décharge de 3,9kOhms est disposée en parallèle sur les capas de lissage afin de garantir leur décharge (au bout de 20s) après la mise hors tension de l'alimentation (l'énergie emmagasinée est importante et un court circuit provoqué accidentellement si l'alimentation était ouverte, par un tournevis par exemple, pourrait être dangereux).
Réglages
Il a été nécessaire de réduire un peu la taille des stubs d'adaptation en entrée et en sortie. Les deux capas en entrée ont été passées à 10pF. La polarisation des transistors est réglée pour un courant de drain au repos de 300mA. La tension de drain a été augmentée de 1,5V par rapport à la tension nominale de 26V indiquée dans la datasheet, cela aide un peu à augmenter le point de compression.
La symétrie des deux étages est obtenue en minimisant la puissance sortant du port "isolé" du coupleur de sortie, port sur lequel est connectée la charge de 50 Ohms. Toute dissymétrie, qu'elle soit en phase ou en amplitude se retrouve par un résidu de puissance sur ce port. Pour ma part j'ai eu assez peu de réglage à effectuer, juste l'ajout d'un peu de clinquant en entrée d'un des deux transistors. La puissance perdue sur la charge n'excède pas 1W en pleine puissance de sortie.
Résultats obtenus et commentaires utiles
Le résultat obtenu est de 110W en sortie pour 12W en entrée. Cette puissance correspond approximativement au point de compression à 1dB, mais sur ce type d'ampli à LDMOS, le point de compression est assez « flou" (rien à voir avec la technologie AsGa dont la courbe de puissance de sortie s'infléchie beaucoup plus brutalement).
Chaque étage produit environ
60W out pour 6W in.
Le rendement n'est pas
excellent (environ 40%) et la puissance de sortie pourrait être meilleure mais
cela est grandement imputable au fait d'utiliser du FR4 comme substrat. Les
designs réalisés avec du RO4003 (Cf W6PQL, PE1RKI, F6BVA ...) procurent
sensiblement plus de puissance (disons 150W au lieu de 110W soit 1,4 dB de
plus). L'effet est certainement sensible d'autant plus que l'épaisseur de
substrat est de 0,8mm (une épaisseur supérieure aurait procuré moins de pertes)
et que les impédances au voisinage du drain sont très faibles, c'est-à-dire que
les densités de courant sont importantes. Le changement de substrat constituera
sûrement l'axe d'amélioration futur de cet amplificateur.
Il y a un peu de perte dans le coupleur hybride 90° d'entrée et de sortie. Le coupleur de sortie réalisé sur teflon engendre 0,3dB de perte soit 6% de perte en puissance. U modèle à semi-rigide ou ligne à air procurerait sans doute moins de pertes.
Plusieurs remarques méritent d'être écrites concernant les techniques de mesure dans le domaine de la puissance RF :
 | 0,1dB d'écart représente 2% d'écart sur la puissance. Si une sonde est calibrée avec, disons, +-0,2dB d'incertitude, alors l'incertitude sur la mesure de la puissance sera de +- 4% (pour 150W réel elle affichera 142W ou 156 W). |
| tous les cordons et coupleurs doivent être calibrés au dixième de dB comme vu précédemment, ce qui est loin d'être facile |
| les désadaptations peuvent entraîner des pertes : un atténuateur de puissance ou un coupleur présentant un return loss de 16dB ce qui entraîne 0,1dB de perte en transmission soit 2% de perte en puissance. Normalement cette perte est prise en compte dans la calibration |
| enfin il est important de bien FILTRER le signal de sortie de l'amplificateur avant de l'appliquer à la sonde de mesure. Un filtre passe bas est nécessaire pour rejeter efficacement les harmoniques qui ne manquent pas de se générer à fort niveau lorsque l'ampli approche de son régime de compression/saturation. Je me suis déjà fait avoir avec un NAS qui surestimait de beaucoup la puissance mesurée à cause des harmoniques. Ces dernières augmentent les amplitudes crête du signal et sa puissance totale, ce qui augmente la puissance affichée par l'instrument. De grosses erreurs peuvent être commises selon le type de sonde (diode ou thermosonde) et la plage de niveau dans laquelle elle est utilisée (certaines mesures publiées par certains OM sur la puissance obtenue de leur ampli à MRF286 semblent surestimées sans doute à cause de cela) (1). |
Source -> Ampli -> Filtre -> Sonde de mesure
Bref, à la lumière de toutes ces considérations pratiques, on mesure à quel point il est difficile de maîtriser la précision de mesure absolue de la puissance et que certains pièges peuvent la dégrader significativement. Au niveau amateur, disons qu'une incertitude entre 5 et 10% (0,25/0,5dB) peut être jugée comme tout à fait satisfaisante.
Enfin, il faut relativiser à l'utilisation pour le trafic car un gain de 10% de puissance représente un gain de 0,5dB, qui est, somme toute, modeste en terme de bilan de liaison. Auditivement le correspondant ne notera pas de différence. Disons, de façon pratique, que l'amélioration du signal devient perceptible à partir de 2dB d'augmentation (soit 60%).
Voila en résumé les performances obtenues :
| Pin | 12W |
| Pout de la fondamentale | 110 W à 1dB de compression |
| Classe | AB |
| Alim | 2 x 27,5V / 5A |
| Rendement | 41 % |
La puissance de sortie obtenue est tout à fait satisfaisante pour une utilisation en contest, surtout associée à la parabole de 1m80.
(1) : l'effet des harmoniques est non négligeable sur l'erreur de mesure. Si la sonde fonctionne en mesure rms vraie (sonde thermique ou à diode en régime quadratique) alors la puissance des harmoniques s'ajoute à la puissance de la fondamentale. Une harmonique à -10dB de la fondamentale entraînera une mesure égale à la puissance de la fondamentale (celle qui nous intéresse en fait) plus 10%. Si la sonde fonctionne en régime de détection crête (sonde à diode en régime linéaire) alors, le même exemple amènera une erreur différente selon la relation de phase entre la fondamentale et l'harmonique et pouvant dépasser 50%.....
La dernière mise à jour de ce site date du mardi 15 décembre 2015