Sintonizados, AM, CATV, Conversores, etc.
http://www.qsl.net/lw1ecp Ing. Daniel Pérez LW1ECP

SINTONIZADOS

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AM

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VIDEOCABLE Y RADIOAFICION

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CONVERSORES

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RANGO DINÁMICO Y ESPÚREAS

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SILLAS ELÉCTRICAS

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EXPERIENCIAS

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SINTONIZADOS

* En un circuito LC que utilice capacitores con coeficiente de temperatura para compensar, para comprobar la compensación no le eche un chorro de aire caliente directamente. Al principio, la frecuencia sube de golpe porque el chorro eleva rápidamente la temperatura de los N750 al tener éstos menor masa térmica que la bobina. El único modo valedero de testear el corrimiento es calentar (o enfriar) muy gradualmente el aire que rodea a todo el circuito, en un lapso de 1h ó más para dar tiempo a que todas las partes tomen la misma temperatura.

* En una consola Family Game estaba rota la bobina osciladora de 4,5MHz, en el generador de portadora de sonido. Se había partido la cazoleta móvil, que en este caso es lo que permitía ajustar la frecuencia (¿qué curioso habrá metido destornillador donde no le importa?). El pedazo que quedaba era imposible de girar. Se pensaba colocar un capacitor en paralelo con la bobina para suplir su inductancia disminuida y volver a obtener los 4,5MHz. Pero se encontró que la rotura del ferrite había seccionado también los alambrecitos. Era una 7x7mm, que al abrirla se vio que consistía en dos bobinados independientes sin derivaciones. Su pequeñez hacía casi imposible manipular el hilo como para contar vueltas.
Donde iba el bobinado sintonizado, se fue poniendo varias bobinas con núcleo del cajón, mirando la f de oscilación con el osciloscopio poniendo su punta x10 en la derivación capacitiva de emisor, lugar de impedancia relativamente baja como para que no moleste la punta. Al principio se buscaba que la frecuencia simplemente estuviese cerca de 4,5MHz, o sea un período de 220ns en la pantalla. Se decidió usar una bobina de cuadratura para válvula 6BN6 a la que se le fue quitando espiras hasta lograr el período deseado con el núcleo de carbonil a medio recorrido. Se estima a ojo que quedaron unas 30 o 40 espiras.
Ahora el problema era determinar la relación de espiras del secundario. De ésta depende el nivel de la subportadora. Ello no es crítico: en las normas de blanco y negro se especificaba 10dB debajo del nivel de portadora de video para sincronismo; mientras que actualmente los videocables prefieren 17 a 20dB. Se puso un secundario de 10 espiras de alambre forrado fino encimado flojamente sobre el primario, y se probó el funcionamiento conectado al TV. Se fue retirando de a poco el secundario, resintonizando cada vez para mantener la claridad de sonido. Al tenerlo casi totalmente retirado el sonido empeoraba notablemente. Se dejó como al principio. Se tuvo que pegar a la plaqueta del Family algo lejos del lugar de la bobina original por su tamaño, pero no hubo problema por trabajar en una frecuencia relativamente baja.

* Es típico utilizar un "tanque PI" para adaptar la impedancia de antena a la válvula de salida en un transmisor. En los equipos multibanda, una llave selecciona derivaciones de esta bobina según la inductancia necesaria para cada banda. Sin embargo, en vez de simplemente poner en circuito más o menos espiras, ¿por qué también cortocircuita las que no se usan?. Por dos motivos:
- Las espiras no usadas, si se dejan en el aire, forman un autotransformador elevador. Supongamos que se necesita sólo el 20% de las espiras: si el acoplamiento fuese perfecto, sobre el total de la bobina se generaría una tensión quíntuple de la sección utilizada. En la práctica el acoplamiento no es perfecto, pero igual alta posibilidad de que salten arcos en la llave.
- Al usarse en frecuencias altas, son muchas las espiras no usadas, y es bastante probable que junto con la capacitancia distribuida y parásita lleguen a resonar en la frecuencia de trabajo, originando una indeseable "trampa". Lo mismo ocurre en los buenos blocks de bobinas para varias bandas de onda corta: todo lo que no se usa, se cortocircuita.
Sí, el Q de una bobina con parte de sus espiras cortocircuitadas es menor que una bobina con la cantidad de espiras justas, pero por lo visto anteriormente es preferible este remedio para las bobinas con derivación seleccionable. Por último, debido a que el acoplamiento entre todas las espiras en las bobinas tipo solenoide dista de ser perfecto, un cortocircuito en una sección reduce pero no anula la inductancia del resto.

* Los bobinados no sintonizados no requieren obligatoriamente que se hagan con alambre Litz. Si Ud. vio que en una bobina comercial se usaba el mismo Litz que el arrollamiento sintonizado, es simplemente por conveniencia de fabricación de la bobina. Si un bobinado que va a la base de un transistor, a un diodo detector, o a la antena exterior, se hacen con alambre sólido, su mayor resistencia a la RF por efecto pelicular simplemente introducirá una pequeña reducción de la ganancia, sin alterar en absoluto la selectividad.
Ejemplo: una antena de varilla de ferrite estaba algo corta de inductancia para el tándem con que se quería usar. Se le agregó en serie las espiras del bobinado de base del conversor (que también estaban hechas con Litz) para llegar al valor necesario. Para volver a tener el bobinado de base, se lo rehizo con un esmaltado cualquiera.

* Es común que se recomiende chokes de "bajo Q" para evitar oscilaciones en amplificadores de potencia. A lo que se refiere es que estén suficientemente amortiguados, pero para frecuencias muy inferiores a la de trabajo. Consideremos un amplificador para 144 o 440MHz: la ganancia del transistor en el rango de los MHz ó decenas de MHz es mucho mayor, y aunque no haya intención de hacerlo trabajar allí, si los chokes de base o colector presentan alto Q pueden combinarse con las capacitancias que los rodean para formar estructuras de oscilador.
Cierto amplificador clase C de UHF tenía un toroide de ferrite entre base y emisor. Cuando se tuvo que reemplazar por otro hecho con distinto tipo de ferrite, se notó una menor ganancia y además un recalentamiento del núcleo: el material no era adecuado para este uso, y gran parte de la excitación se estaba yendo al choke. Reemplazándolo por una bobina al aire se recuperó la ganancia, pero con una fuerte tendencia a oscilaciones parásitas. La solución final fue dejar tanto la bobina al aire como el toroide en serie: la al aire evita que quede aplicada la f de trabajo al choke, y éste amortigua la bobina.
Un caso desesperado de amortiguación de chokes se ilustra en la hoja de datos del MRF327 {mrf327}:

No sólo se aprecia el amortiguamiento del choke de base: también vemos amortiguamiento paralelo de un choke en alimentación (VK200 es ese núcleo con 6 agujeros), y hasta un electrolítico. Lo insólito es esa red entre colector y masa. La próxima vez que tenga oscilaciones rebeldes de baja frecuencia, pruebe algo así.

* El acoplamiento entre sintonizados, y entre éstos y las impedancias terminales en muchos casos puede hacerse con reactancias de cualquier signo. Por comodidad se suele usar capacitores.
Hay casos en que no da lo mismo. En {acopl_l}, vemos parte de un preselector de TV UHF. El doble sintonizado debe cubrir un rango de una octava mediante varicaps, manteniendo en lo posible el ancho de banda absoluto. Si se usa capacitores en todos los acoplamientos, y dosificándolos para una buena respuesta en 450MHz, al llevar a 900MHz se degrada totalmente. En cambio, acoplando con inductores se mantiene razonablemente.

Nótese que el inductor entre sintonizados es excesivamente elevado para estas frecuencias; se puede reemplazar convenientemente por acoplamiento por cercanía física entre los LC.
Otro beneficio adicional es que se exige una menor variación relativa de capacitancia.

* Veamos {ParAcopl}. En A) se eligió adaptación con inductores porque se necesitaba maximizar la atenuación en frecuencias muy por encima de la de resonancia. En efecto: cerca de la resonancia daría lo mismo adaptar con C o con L, pero en frecuencias altas el aumento de las reactancias de acoplamiento en el circuito adoptado ayuda al fin buscado. Pero al barrer el circuito armado se obtuvo un rechazo bastante más pobre de lo indicado por la matemática. Resultó ser por el acoplamiento parásito entre Le y Ls, lo que resultó algo incómodo de corregir ya que en esta topología lo normal es que deban tener valores muy superiores a L.

El doble sintonizado de B) fue un intento por economizar capacitores, y resultó un fracaso: las inductancias de adaptación y acoplamiento resultaron tan bajas que toda porción de masa del impreso en las cercanías parecía formar parte del filtro: estaba todo vivo.
En C) tenemos arriba un ejemplo exagerado de mal trazado de pistas porque molestaba el corpachón de una bobina.
Además, al agregar distancia de conexiones a una bobina simplemente se aumenta su inductancia, pero al hacerlo con un capacitor se modifica la topología pues se lo convierte en un sintonizado serie.

* Una bobina en paralelo con un capacitor, ambos de buena calidad, si se la intenta analizar con Qmetro en su frecuencia de resonancia paralelo, daría como resultado que su Q es cero. Por la misma razón, una bobina analizada cerca de su fp para el Qmetro tiene una L mayor y un Q menor que la realidad. En un circuito real, salvo que el Q del capacitor llegue a degradarlo, esta bobina se comportará mejor que lo que dice el instrumento.
 
 

AM

* Si lo que importa es la potencia de RF que sale del transmisor, ¿por qué a veces se especifica la potencia "de entrada" (la que consume de la fuente)?. Es por comodidad de la medición: es fácil medir la potencia que toma en continua, y luego como se conoce la clase de trabajo (clase C, etc.) se supone que el rendimiento anda cerca del que corresponde a esa clase, obteniéndose una potencia de salida suficientemente aproximada para los fines prácticos. Lo mismo pasa con las lámparas: nos tendría que importar cuántos lúmenes (potencia luminosa) producen, pero es más cómodo considerarlas según su consumo eléctrico.

* En un transmisor de AM, el instrumento que mide la corriente de placa de la válvula de salida no debería cambiar su indicación al modular. Las subidas y bajadas en cada semiciclo de modulación duran milésimas de segundo (mucho menos de lo que necesita la aguja de un miliamperímetro para moverse), y el promedio debe dar constante.
Todo circuito real se aparta más o menos de las simplificaciones, por lo que algo se moverá la aguja. Pero lo desconcertante es cuando baja. No es correcto que esto se llame "modulación negativa". Más allá del nombre, indica que falta excitación a la etapa modulada: cuando la tensión de placa disminuye momentáneamente, la corriente baja como debe ser; pero cuando sube momentáneamente, dejará de aumentar la corriente al llegar al valor que es capaz de producir la etapa con la excitación que recibe. Por lo tanto, el promedio que ve el instrumento bajará.

* Si se carga más corriente de placa, aumenta la potencia de portadora (la que se mide sin modulación). Sin embargo, según el diseño del modulador, es posible que no alcance su potencia de audio para modular al 100% en las nuevas condiciones. Si el receptor de quien nos recibe tiene su AGC actuando, ¡nos escuchará con menos volumen!.

* Para poner fuera de operación a la válvula de salida, ¡no desconecte únicamente su alimentación de placa!. Si la pantalla sigue con la misma tensión aplicada, la corriente de pantalla subirá a valores que deteriorarán la válvula rápidamente.

* Al querer ajustar la frecuencia del transmisor a batido cero con la portadora recibida, si se está suficientemente lejos en frecuencia y si la captación desde el transmisor es fuerte, se escuchará una sucesión de pajaritos a medida que se gira el dial, y ninguno es el verdadero batido cero. Hay quienes los llaman "armónicas". Algo de cierto hay: puede ser que en uno de esos batidos se está mezclando la armónica 70 del transmisor con la 62 del oscilador local, y el que sigue son las armónicas 68 y 60 respectivamente, etc.

* Por la época en que aún no se había divulgado los transistores de transmisión, me preguntaron: "¿Cuál es el equivalente de la 6DQ6 en transistores?". Quien preguntaba hacía la siguiente elucubración: si una válvula de salida horizontal puede usarse para proveer 30W de portadora de AM de 80 a 20m, un transistor que haga el mismo trabajo en un TV, con los debidos cambios de tensión e impedancias, también debería poder hacerse que dé similar comportamiento en transmisión.
¿Dónde fallaba el razonamiento?. La válvula tiene posibilidad de funcionar en frecuencias muy superiores a la del horizontal porque su estructura resultó holgada en ese sentido, no porque el diseñador lo haya querido a propósito. En cambio, los transistores de potencia siempre han sido diseñados más tacaños: el 2N3055, común en salidas de audio, deja de ganar en corriente a aproximadamente 1MHz, lo justo como para amplificar adecuadamente audio en alta fidelidad. Los de salida horizontal llegan a algunos MHz, pero muy por debajo de la válvula equivalente.
Hay honrosas excepciones: la antigua serie BD135, 137 y 139 eran capaces de operar hasta 10m, por ser de una tecnología distinta a la del 2N3055. Pero también es cierto que resultan más frágiles al abuso (ROE) por ser más propensos a la 2a ruptura.

* La definición clásica de clase A, B y C es que el ángulo de conducción es respectivamente de 360, 180, y menos de 180°. Sin embargo, el secreto del alto rendimiento en clase C está dado más bien por el hecho de que satura (otra razón para que no sirva como amplificador lineal): cuando circula corriente de placa, es en el momento en que es baja la tensión de placa.
Puede compararse con la acción de hamacar un niño: no es necesario agarrar la hamaca y caminar con ella hacia adelante y hacia atrás, basta con quedarse cómodamente parado en un lugar fijo, y limitarse a dar el empuje a la hamaca cuando llega atrás de todo. Esto funciona gracias al efecto de péndulo de la hamaca, que en el caso del transmisor está dado por el circuito resonante de salida que se encarga de "dibujar" la mayor parte de la senoidal. Es imprescindible que en clase C la carga sea un circuito resonante.

* En el siglo 21 la experimentación en AM sigue viva con la modulación PWM y con los MOS de potencia fáciles de conseguir!. Ver la sección de links.
 
VIDEOCABLE Y RADIOAFICION

* La proliferación de las redes de videocable (CATV) hace que los radioaficionados enfrentemos una nueva fuente de conflictos mutuos con los vecinos: el transmisor se mete en la red, o una irradiación desde la red molesta la recepción en 2m o señales de TV de aire. Sobre las medidas contra la interferencia de videocable que se mencionan comúnmente, conviene aclarar para qué sirven y para qué no sirven las puestas a tierra, ya sea aplicadas al transmisor o a la red de CATV.
Un cable grueso y corto que conecte algo a una buena jabalina enterrada en un terreno buen conductor, es útil para los siguientes rangos de frecuencia:
1) EN CONTINUA: para mandar a tierra la estática atmosférica que se va acumulando en la antena o cable, y algunas descargas que no sean rayos directos...
2) EN 50Hz: para hacer saltar los tapones o el disyuntor en caso de cortocircuito entre el vivo y algún chasis, y así proteger al operador; y...
3) EN LA PARTE BAJA DE HF: para evitar que toda la estación esté "viva" si hay corriente de modo común en la línea a la antena, p. ej. en caso de no usar balún, lo cual haría que los instrumentos midan con error, y que se produzca captación de RF por la entrada de micrófono.
Sin embargo, pasando unos cuantos MHz, la inductancia del cable a la jabalina presenta una reactancia lo bastante alta como para que sea casi lo mismo que si no estuviera. Puede decirse que en VHF y más arriba las verdaderas masas directamente no existen.
Además, aun suponiendo que se pudiera poner efectivamente a tierra el equipo de 2m o 70cm, o bien la red de CATV, ello no tendría efecto alguno sobre la captación sencillamente porque si entró por la antena receptora o un punto que haga de antena receptora ya no puede evitarse que llegue al receptor.
Una red de videocable consta de:
A) El cable coaxil (por supuesto)...
B) Cajas distribuidoras (taps), que toman parte de la señal del cable y la reparten a los abonados, de las cuales hay varias por cuadra; y...
C) Amplificadores, que compensan la energía perdida en los distribuidores y en la atenuación del cable, que están espaciados entre una y varias cuadras.
En los primeros tiempos del videocable se transmitía en las mismas frecuencias de aire: canales 2 al 6, de 54 a 88MHz; y 7 al 13, de 174 a 216MHz. Cuando estos 12 canales resultaron insuficientes, se agregaron los canales 14 al 22 (nada que ver con la numeración de UHF), de 120 a 174MHz, la denominada banda media: y cuando estos 21 tampoco alcanzaron se comenzó con la superband/hiperband: canal 23 (comenzando en 216MHz) hasta aproximadamente el 80 (450MHz) en nuestro país.
La causa del problema es el mal cierre de las cajas de amplificadores y distribuidores, sus conectores, y coaxiles con la malla cortada, y las conexiones clandestinas. Dentro de estos componentes, las señales de TV llegan a tener niveles cercanos al miliwatt por canal. Si las mitades de las cajas metálicas no tienen perfecta continuidad eléctrica a todo lo largo del cierre, se tiene una abertura por la cual la RF de los canales escapa del blindaje, o bien penetra la energía de transmisores cercanos. Podemos compararlo con el agua que pierde en un tanque rajado, o la que penetra en un buque perforado, respectivamente. También puede ocurrir que estén mal armados los conectores, o que esté cortado el blindaje de un coaxil por repetidas flexiones por el viento, lo cual pasa inadvertido porque lo tapa la cubierta plástica.
Por último, si un cable está "pinchado" para robar la señal, ese punto también puede ser una excelente antena.
Los operadores de videocable más conservadores evitan usar el canal 18 que va de 144 a 150MHz, pero ello no es una solución integral pues se siguen afectando otros servicios que en el aire ocupan frecuencias que no son normales de TV. Un caso especialmente crítico por entrañar riesgo a vidas humanas es el de las frecuencias asignadas a los aviones para navegación y comunicación. En Estados Unidos, la FCC (que viene a ser la secretaría de comunicaciones) tiene normas muy (repito: MUY) estrictas sobre compatibilidad electromagnética, y exige que se hagan chequeos periódicos a lo largo de la red de CATV para verificar que no se excedan los límites de radiación.
A las empresas de CATV les conviene tener buena "hermeticidad" electromagnética en su red porque así, además, pueden mandar señales en las frecuencias que coincidan con canales de aire locales sin problemas, en vez de considerarlos espacios inusables.
En resumen: la forma *TEÓRICA* de encarar estos problemas es comunicar el caso a la compañía de videocable, o que la autoridad de telecomunicaciones les haga conocer la denuncia, y entonces los responsables vendrían con una antena y un receptor especiales para localizar la caja, conector o cable con problemas, y solucionarlo. En la *PRÁCTICA*, si no se tiene respuesta favorable al aviso, poco es lo que se puede hacer, salvo evitar el uso de frecuencias cercanas a 145,25MHz. En realidad, muchos radioaficionados experimentadores equipados con equipos para la "Caza del Zorro" están en mejores condiciones técnicas que muchos videocables chicos para la ubicación del problema, pero aun cuando se lo ubicase es legalmente objetable que el radioaficionado abra un equipo de cable para agregar un burlete conductor o intente remendar una malla de coaxil.

* Cálculo de las portadoras de video sabiendo el número de canal:
En aire, para canal n = 14 o superior:      f = n * 6 + 387,25MHz
En cable, para canal n = 14 a 22:            f = n * 6 + 37,25MHz
En cable, para canal n = 23 o superior:    f = n * 6 + 79,25MHz
 
 
CONVERSORES

* Se tenía un DBM (mezclador doblemente balanceado) que convertía en bloque la banda 413...455MHz a una FI de 174...216MHz, con un oscilador fijo de 239MHz. El filtro de FI, analizado por separado con un barredor, tenía buena planicidad en la banda pasante. Al conectarle el DBM sin ninguna selectividad en RF, se esperaba que el conjunto se comportase como si fuese un filtro de 413...455 copiando la misma curva. Sin embargo, ésta se deformaba inexplicablemente. Se llegó a la conclusión de que la ganancia de conversión es influenciada por la impedancia de carga que se ve para el producto no deseado, en este caso la frecuencia suma.
Sucede que estos mezcladores pasivos son bastante dependientes de las impedancias que ven en el port de salida. Es conocida la recomendación de mantener 50ohm no sólo en la banda de FI deseada, cuando se necesita aprovechar sus buenas características de intermodulación. Aparentemente, esto mismo hubiese beneficiado la planicidad en esta aplicación con una FI tan ancha.

* En un diseño que incluya un conversor singularmente balanceado, probablemente convenga aprovechar el port balanceado para la señal que produciría mayor nivel indeseado a la salida (normalmente el oscilador). Esto es aún más cierto si dicha señal indeseable variaría su frecuencia al cambiar la sintonía del equipo: será más complicado eliminarla con selectividad a la salida, que tratando de que sea el mismo conversor con su balance el que haga todo lo posible porque no exista.

* En un mezclador doblemente balanceado, se sabe que los 4 diodos deben estar bien apareados para lograr buen balance. Pero, ¿apareados en qué?. Se suele especificar apareamiento en resistencias directa e inversa, lo cual se suele realizar seleccionándolos con un óhmetro. Sin embargo, lo que interesa es el comportamiento en la frecuencia en que se va a usar, no en continua. Puede aceptarse razonablemente que la R en directa para la f real será parecida a la medida en CC. Pero la impedancia en inversa no tendrá nada que ver con la R inversa en CC, siendo mucho más importante la capacitancia. Además, los diodos de silicio, como p. ej. los Schottky, tienen una R inversa casi inmedible.
Moralejas:
1) Es mejor aparearlos en el circuito real observando la supresión de las señales indeseadas, si se pudiese montar los diodos provisoriamente sin soldadura.
2) O agregar algún tipo de componentes ajustables para el balanceo.
3) O hacerse a la idea que los DBM hechos con componentes discretos no son bien balanceados por naturaleza y concebir el resto del circuito en base a ello.

* Experiencias con un conversor a FET: ver {Conv_FET}:

En A), ambos extremos de Cg están a masa para la continua, ya sea por la bobina, o por Rg que es atravesada por la nula corriente de compuerta. Por lo tanto, Cp no está para aislar en continua. Tampoco es para adaptar impedancias ya que con un valor de unos 100pF es mucho mayor que la C de entrada del FET. O sea: si se saca, todo anda exactamente igual. Excepto... cuando llega un nivel excepcionalmente fuerte desde antena (p. ej. captación excesiva desde el transmisor). En ese caso la juntura de compuerta conduce en los semiciclos positivos. Gracias a Rg, que hace que la compuerta no vea una resistencia nula en continua, se limita esta corriente al desarrollarse una polarización inversa en Rg, protegiendo al FET.
Se observó que disminuyendo la corriente del FET (aumentando Rs) la ganancia del receptor aumentaba, contrariamente a lo supuesto. Esto se debe a que llevando al FET más cerca del corte su transconductancia se hace más alineal favoreciendo la mezcla con el oscilador. Sin embargo esto también empeora la intermodulación entre señales fuertes que vengan desde la antena.
Una forma sugerida en un artículo para regular el nivel inyectado desde el oscilador local es reducir Cs. Sin embargo, ello tiene el efecto adicional indeseado de aumentar la impedancia que "ve" el surtidor en la frecuencia de FI, lo cual baja innecesariamente la ganancia de conversión. No olvidemos que por el surtidor pasa una componente con la frecuencia de la FI generada; por lo tanto, si tanto la reactancia de Cs como la impedancia interna del oscilador son bajas para la FI, se facilita la circulación de dicha componente.
Por último, lo que viene a continuación del conversor es una tira de FI 455 tipo Spica. Se notó que la sintonía de la bobina en drenaje del conversor era mucho más suave al girar el núcleo que las demás. Ello se debe a que un FET típico tiene una impedancia de salida bastante menor que un bipolar de baja señal como el BF494, y como al principio el FET se conectó igual que el bipolar, el Q cargado de la 1a bobina de FI estaba bastante bajo. En B) se logró una conexión menos agresiva para la selectividad: dentro de las relaciones de impedancia que ofrece cada bobina del juego para Spica, se estimó como más razonable conectar el drenaje al secundario de una bobina de detector. La ganancia total bajó un poco, pero ahora se nota que la bobina trabaja mejor.
Aún así, se advirtió que la tensión en drenaje a la frecuencia del oscilador local (de varios MHz) era muy alta. Ello se debe a que, muy fuera de la frecuencia de resonancia, el bobinado al que se conecta ya no refleja un cortocircuito sino la inductancia de dispersión. En C) se ve la solución final, con un tachito de FI auxiliar: el drenaje ve casi un cortocircuito a masa para la frecuencia del oscilador gracias al capacitor del tachito. Y como éste resuena a la FI, simula un choke de reactancia infinita. No agrega prácticamente selectividad.
Es sabido que para lograr la mínima cifra de ruido posible la compuerta debe "ver" una resistencia igual a la óptima que especifica el fabricante. Bien, suponiendo que se tuvo esa precaución en el diseño, cabe preguntarse por qué el soplido interno del receptor es máximo cuando se sintoniza el LC de entrada a resonancia. Es que lo que importa no es el nivel de ruido sino la relación señal a ruido. Si el diseño es correcto, al desintonizar, por cada dB que baje el ruido interno, la señal útil bajará más de 1dB.

* Ver más sobre recepción: "El Receptor Tomado con Pinzas" en el sitio del Radio Club Caseros www.lu4ev.8m.com


 
RANGO DINÁMICO Y ESPÚREAS

* ¿Cómo se mide el rango dinámico (RD) de un receptor?. Conectémoslo (con el detector de producto encendido y sin AGC) a un generador de RF no modulado provisto de atenuador confiable. Con éste apagado o a salida cero leemos la salida de ruido (interno) en bornes del parlante con un voltímetro de valor RMS verdadero.
Aumentemos la salida del generador hasta aumentar un 41% (3dB) la lectura debido al batido. En este momento, la tensión de la señal de entrada es igual al "umbral de ruido" del receptor, también llamado mínima señal discernible (MDS). Combinemos ahora otro generador con el primero, separado unos 20 o 30kHz, y aumentemos sus salidas en forma pareja hasta que aparezcan productos de tercer orden al mismo nivel del ruido (nuevamente aumento de 3dB) (previamente habremos sintonizado el receptor en el punto donde sabíamos por cálculo que iban a aparecer un producto).
Hay otras formas de definir el RD. Incluso en ésta, como "nivel alto" puede tomarse el de cada generador, o su suma, según gusto de quien lo ensaya.
El RD de un mismo receptor cambia si se cambia el BW de su FI porque a mayor ancho de banda es mayor la potencia de ruido propio que llegará al detector en la medición de MDS.

* Recuerdo cuando era posible sintonizar un receptor de AM comercial en lugares del dial sin emisoras, aún en zonas urbanas. Resultaba extraño que el soplido de fondo aumentara al aplicar una portadora sin modular, y no porque el generador fuese ruidoso. Ocurre que con bajos niveles de FI aplicada, el diodo detector trabaja en modo cuadrático, con baja eficiencia de rectificación. El agregado de una señal senoidal más fuerte lo corre hacia la zona lineal y se produce un sinceramiento con el ruido detectado. Lógicamente, si se sigue aumentando la portadora se llegará a un punto en que el ruido audible comenzará a bajar ya que comienza a actuar el AGC.
Un fenómeno similar se emplea en los conversores A/D usados para la generación de la información digital a grabar en un CD de audio. Con señales de audio muy débiles, apenas se llega a mover el bit menos significativo. Si se agrega deliberadamente una pequeña cantidad de ruido, éste logrará que la señal deseada "flote" algunos bits a cada lado, técnica llamada dithering, lo que produce una mejora en la percepción al reproducir niveles muy bajos.

* Hasta la década de los 70, en que toda radio era industria nacional y además no había congestión de frecuencias en AM, en Argentina se elegía una FI de 465kHz. Con 455kHz, si a la antena llegaba la 2a armónica irradiada desde el detector se producía un pajarito al sintonizar 910kHz, Radio Excélsior de Buenos Aires.

* Un caso de intermodulación: hace años, en la central de policía de Capital tenían interferencia en sus equipos de radio. La frecuencia afectada era 274,05MHz. El problema era causado por las emisiones de FM Horizonte en 94,3MHz, y la portadora de sonido de canal 7 en 179,75MHz. La antena de ATC estaba en el Ministerio de Av. 9 de Julio y Av. Belgrano; la Policía en Av. Belgrano y Virrey Cevallos, a sólo 5 cuadras; y Horizonte supongo que también estaba cerca. El asunto es que 94,3 + 179,75 = 274,05. La suma de frecuencias podría estar produciéndose por alinealidades en la primera etapa del receptor de la Policía, o por contactos oxidados en su antena o torre, generándose una señal que realmente no existe en el aire.

* Otro caso: la gente cercana al mencionado Ministerio, donde coexistían las antenas transmisoras de los canales 9 y 7, veía el canal 11 con mucha suciedad por culpa de este batido, con las frecuencias de las respectivas portadoras de video: 2*187,25 – 175,25 = 199,25. En un caso, al retirar el conector de antena y dejarlo muy cerca como para producir una atenuación por acoplamiento capacitivo, el problema se fue, evidenciando que era por sobrecarga del sintonizador.

* Otro más: en la zona de Banfield cercana a la otrora Radio Argentina (1110kHz) y a otra emisora local en 1230kHz, en algunos receptores se detectaba la producción de estos batidos:
2*1110 – 1230 = 990; y 1110 – 2*1230 = 1350
No es común que ocurra este fenómeno en los receptores de radiodifusión AM, pese a tener un conversor con transistor bipolar, ya que en estas frecuencias la antena de ferrite aporta bastante selectividad, protegiendo contra emisoras casi adyacentes. Excepción: las autorradios con entrada de banda ancha: son los receptores que más fácilmente sufren con emisoras locales que no sean de la frecuencia deseada.

* Esto no es intermodulación: la antigua Radio Antártida 1190kHz carecía de filtrado adecuado de su 3a armónica en 3570kHz, pese a las quejas de los radioaficionados al no poder usar ese lugar en la banda de 80m.

* En una localidad, al apoyar un TV de determinada marca en el piso, se metía una radio local de AM sin importar en qué canal estaba sintonizado. Al levantarlo unos centímetros el efecto se iba, pero volvía al pasarle la mano por una zona determinada de su base. Al desarmarlo, se comprobó que en ese punto estaba el CI con la FI de sonido. Posiblemente la emisora estaba en 1/3 ó 1/4 de la FI de 4,5MHz, se metía capacitivamente en la tira de sonido, y se generaba una armónica en 4,5MHz por las etapas limitadoras. Obviamente la calidad de sonido no era buena, al esta detectándose AM con un detector de FM. Pero, ¿es que el suelo estaba vivo con esa emisora?. Todo es relativo: lo más probable es que el vivo fuese el TV, que estuviese recibiendo la emisora desde la red eléctrica, lo cual viene a ser lo mismo: diferencia de potencial entre TV y suelo.

* Los casos de IMD menos molestos son aquellos en que las señales indeseadas que se baten tienen un nivel similar (no muy superior) a la deseada. Ejemplo: conversores de CATV donde las señales llegan todas más o menos con el mismo nivel. Lo mismo ocurría con una estación que transmitía hasta 7 canales de TV en UHF desde una misma torre, y con un conversor se bajaban "en bloque" a los canales 7 al 13: también aquí los niveles recibidos eran bastante parejos. En cambio, en la gran mayoría de las recepciones por antena, llegan emisoras desde transmisores con muy distinta potencia y a muy distinta distancia. Por ello, un conversor de CATV de esos que convierten a una FI por encima de la banda para prescindir de selectividad antes del conversor, puede tener un pobre comportamiento si se emplea para recibir desde antena.

* En un analizador de espectro, utilizado para analizar los productos de intermodulación de p. ej. un transmisor de SSB en prueba de doble tono, al bajar 6 ó 10dB la señal entrante, la lectura de cada componente debe bajar 6 ó 10dB. Es bien sabido que si baja más, es porque esa componente se está generando dentro del instrumento; pero para que sea garantizable es necesario que esa atenuación sea provista externamente al instrumento: si simplemente recurrimos a sus controles de atenuación, a menos que se cuente con información sobre su operación interna no sabemos si se está colocando atenuación antes de su 1ª etapa activa, o si simplemente se está bajando su ganancia de FI. Si es este último caso, y el conversor del instrumento está siendo sobrecargado, bajar la ganancia de FI también hará bajar en igual medida todos los picos, dando la falsa sensación de que el instrumento es inocente.


SILLAS ELÉCTRICAS

* Una gran cantidad de boosters de UHF era retornado a la fábrica sin haber andado nunca tras su instalación. Es un circuito que se agrega directamente a la salida del dipolo y es alimentado desde la misma bajada coaxil. El transistor estaba muerto en todos estos casos, pero los boosters se habían probado uno por uno antes de despacharse. ¿Qué había provocado la falla?.
Un antenista dio con la pista sin querer. Mencionó la chispita que se produce a veces cuando la masa del conector F macho roza contra el booster o el mástil, y la fuerte cosquilla que se recibe si se toca la bajada con una mano estando asido del mástil con la otra. Esto ya se sabe que es debido a la existencia de capacitores en la fuente del TV, entre cada polo de los 220 y la masa del TV, cuya función es reducir la contaminación de la red eléctrica con residuos de la fuente conmutada. Pero también hacen que el chasis del TV tenga un potencial de 1/2 la tensión de red el cual queda aplicado al coaxil de bajada, no sólo a su malla sino también al conductor central a través de la baja impedancia de la fuente del booster (ver A de {MataBFR1}). Cuando el antenista introduce el F macho en el booster, lo primero que hace contacto es lamentablemente el conductor central, mandando una descarga al transistor. En B) se ve el circuito equivalente:

Como medida de emergencia se solicitó a los instaladores hacer la conexión estando el televisor desenchufado (no basta con sólo apagarlo con su interruptor o con el remoto). Los reclamos cesaron. Se armó el circuito C) de {MataBFR2} para simular en laboratorio el instante de la conexión de la bajada. En este caso se generan únicamente pulsos negativos; para los positivos se invierten los diodos. Tras observar lo que ocurría al aplicar repetidas descargas de uno y otro signo se llegó a la solución D).

Para las descargas negativas se confirmó que además del diodo en paralelo con C-E era necesario el diodo en serie. El agregado de las protecciones bajó la ganancia en menos de 1dB, y no necesariamente en las frecuencias superiores.
En E) se sugiere una alternativa que no se llegó a probar. Es un pasaaltos de 400MHz que presenta baja impedancia a 50Hz.
Un conversor de ATV en 900MHz con salida en un canal bajo de VHF, montado en mástil, usaba como etapa conversora un MRF966, MOS GaAs de doble compuerta. El circuito original tenía dos 1N4148 en antiparalelo, en paralelo con la RF de salida, lo cual era posible porque el circuito era alimentado con un cable por separado. Para telealimentarlo, lógicamente lo primero que se hizo fue retirar dichos diodos. Esta simple operación (meter el soldador) bastó para que el transistor se pusiese en corto drenaje con G2, no sabiéndose si fue por carga estática en la punta del soldador o por su capacitancia hacia los 220.
Un problema idéntico (vivo de coaxil que hace contacto antes que la masa) produjo la muerte de un diodo Schottky BA481 en una punta detectora, que quedó con 1200ohm de fugas. Había unos 84V de 50Hz entre las masas antes de la conexión. El remedio fue hacer que el capacitor de entrada de la punta fuese lo más chico posible para la frecuencia de trabajo, y poner un choke (cortocircuito para los 50Hz y para la mayor parte de la energía del chispazo) en paralelo con la terminación de 75ohm. Años antes se había tenido problema similar al probar un mezclador balanceado con HP2900 recién armado, y que se le había echado la culpa al recalentamiento al soldar, pero que más probablemente fue por "inducción" desde el soldador.
Moraleja: al manipular dispositivos para UHF, con geometrías de chip muy finas, se deben tener las mismas precauciones que para los integrados MOS sin protección.
Por idéntica razón, y yéndonos del tema de la RF, es que jamás conecto una impresora, monitor o modem externo a una PC sin antes DESENCHUFAR al menos uno de los dispositivos, salvo que estén ambos puestos a tierra en el toma en forma confiable (que ninguno tenga "cosquilla").

* En A) de la figura {icea} tenemos un amplificador de CATV simplificado.

Un híbrido proporciona 34dB de ganancia hasta el canal más alto. A su entrada hay una red atenuadora y ecualizadora ajustable según la longitud de cable que le precede. Por un conector, ya sea el de entrada o el de salida, le llega 60V 50Hz para la alimentación, y sigue de largo hasta el otro conector para continuar alimentando el resto de la red. Los chokes con núcleo de ferrite ch1 y ch2 se encargan de dejar pasar los 50Hz y bloquear la RF.
Este circuito era bastante susceptible a la muerte del híbrido ante caída de rayos en o cerca de la red. Varias autopsias de híbridos revelaron que el daño se producía en la etapa final, pese a tener colocado externamente un descargador gaseoso, especie de lámpara neón que se dispara al recibir más de 90V y los cortocircuita momentáneamente. Lamentablemente no existen descargadores con menor umbral. La entrada solía salvarse tal vez por la red ecualizadora.
La solución fue muy parecida al del booster de UHF comentado en este artículo. La mayor parte de la energía en un rayo se concentra en CC y baja frecuencia. El valor de C1 y C2 (1nF) se había elegido bien alto para no introducir demasiada desadaptación en el canal inferior (54MHz), pero por ello mismo dejaban pasar demasiada energía de baja frecuencia. En la vista B) se disminuyeron los chokes (se les sacó el núcleo) y se agregó otro par idéntico, con lo cual el valor de los capacitores quedó en 47pF. Ahora tenemos dos verdaderos filtros pasaaltos de 3 polos, con frecuencia de corte un poco por debajo del canal 2. Se aprecia que hubo una doble medida de seguridad: aumentar la f de corte de los acoples, y aumentar su orden. El valor de los capacitores ya no puede ser "cuanto más mejor" so pena de degradar la planicidad y adaptación en el extremo inferior (ver el punto sobre cómo mejorar la pérdida de retorno en conexiones de banda ancha).
Como se sabía que los amplificadores también solían quemarse en el momento de ir enroscando el conector si éste estaba con tensión, chispeando, se repitió esta prueba hasta el cansancio con un amplificador modificado, sin muertes.

* En la etapa de salida de un transmisor que estaba funcionando, accidentalmente se hizo un cortocircuito entre el colector y el disipador (masa). El transistor murió. ¿Cómo va a morir, si el cortocircuito simplemente le quita alimentación?. Lo que pasó es que mientras estaba el corto, fluía una enorme corriente desde la fuente a través del choke de colector, o sea se almacenó una gran cantidad de energía allí. En el instante de retirar el corto, como los inductores se oponen al cambio de la corriente, esta gran corriente quiso seguir circulando, desarrollando una alta tensión de colector al intentarlo. O sea, el transistor murió por un pico de tensión.

* En la figura {MataBFR3} el transistor murió en dos oportunidades al cerrar la llave:

Lamentablemente no se encontró la explicación. Tarea para el hogar.
 
 
EXPERIENCIAS

* Se sobreentiende que todo problema de masa o realimentación que modifique la respuesta en frecuencia, también influye en la desadaptación en las conexiones.

* En un autostéreo sin nada en la entrada de antena llegaba a poder sintonizarse algunas emisoras fuertes. Se detectó que era debido a la cercanía entre las conexiones internas de antena y la que va al cambiador de CD externo, el cual estaba haciendo de antena.
Desconectando el cable al cambiador se fue todo. Entonces se quiso inyectar una señal débil desde un generador de RF, a través de una cajita con la red que simula la impedancia de antena (antena fantasma), ver {Sobre_AR}.

Se vio que según la posición de la cajita también había invasión indeseada de emisoras. Incluso con una caja vacía, con el conductor central conectado a nada, bien tapada, y colocada a algunos mm sobre el autostéreo, regulando esta altura se podía encontrar un valor que producía un pico en la intensidad de la captación. Aparentemente, había captación a través del blindaje imperfecto del coaxil, y al variar la altura se hacía que la capacitancia cajita - autostéreo resonase con la inductancia del cable.

* Otra fuente de captaciones resultó ser un modelo de adaptador entre conectores de antena tipos ISO y DIN. El contacto entre la malla del coaxil y la masa del conector se realiza mediante los dientes que posee una chapa integral de éste que se doblan sobre el cable y perforan la aislación externa. Con esto se ahorra la soldadura pero se crea un riesgo de falso contacto, {DIN-ISO}:

Según cómo se tuerza el cable, hace o no hace contacto.

* Aunque parezca mentira, puede haber mal contacto de masas entre conectores BNC macho y hembra. Ante la sospecha de mal contacto al empujarlo para uno y otro lado, pruebe con un chorrito de lubricante de contactos.

* Al hablar de funcionamiento en clase A, AB, B, C, se supone que la entrada es senoidal. Si no, la "clase" dependería de la forma de onda. Los clase C están definidos exclusivamente para salida sintonizada, de banda angosta. Una salida clase B lineal de banda ancha no es imprescindible que lleve dos transistores en push-pull, podría ser con uno solo, pero la Vce tendría que ser exactamente una media senoidal, y ello es imposible por todo el ringing introducido por el transformador de salida al recibir un impresionante contenido de armónicas (razón para que el primer componente de una red de banda angosta no sea un inductor), problema que se reduce mucho al usar un push-pull. Además, sí obligatoriamente la etapa excitadora debe entregar una señal senoidal, ya sea porque es en clase A o porque también es push-pull, o de última porque el acoplamiento es sintonizado.

* A un transmisor de TV en UHF se le agregó una etapa para aumentar la potencia. Tras ello, se notó que en algunos televisores había que maniobrar con la sintonía fina para no perder el color, o evitar zumbido en sonido. Mediante una punta detectora, en {CromAlin} se aprecian las envolventes a la entrada y salida del amplificador:

En esta prueba, la entrada de video al transmisor era una señal de barras grises verticales, c/u con igual nivel de subportadora de croma superpuesta. Más allá de alguna compresión a medida que el nivel se aproxima al negro, extrañó la gran disminución del nivel de croma. Alguien probó con agregar los electrolíticos señalados, y el problema se fue.
Estos capacitores están proveyendo un desacople en frecuencias de croma (y sonido). ¿Pero qué tiene que ver, si a esta etapa no llega 3,58 ni 4,5MHz sino UHF?. Hay una "rectificación" por parte de los transistores bipolares internos y esa componente a la f de croma o sonido (y todas las frecuencias de video más o menos altas) necesita una baja Z para circular libremente.
Dicho de otro modo: una portadora de 500MHz modulada en amplitud con 4MHz es una onda que 4 millones de veces por segundo aumenta de amplitud, y 4 millones baja. Durante los 125ns de aumento, los transistores clase B quieren tomar más corriente de base (que lo que tomarían para ese nivel de gris pero sin modulación de croma). Si la red de polarización de base no reacciona rápidamente, la polarización se viene abajo en ese lapso. El culpable de esta inercia es el choke. Los capacitores de desacople cerámicos con que venía el circuito, eficaces para la portadora, son de valor insuficiente en el rango de frecuencias correspondiente a la modulación. Viceversa, con una disminución instantánea de la RF, la tensión de bias y la ganancia aumentarán.
El resultado es un aplanamiento de la envolvente.
La portadora de sonido, superpuesta a lo ilustrado, sufre idéntico manoseo.

* En un transmisor de FM, a mayor nivel de audio, mayor desviación y por lo tanto mayor ancho de banda ocupado. Sin embargo, por más que se baje el nivel, es imposible que el ancho baje a menos del doble de la frecuencia modulante. Qué lástima: si no, se podría tener una transmisión tan angosta como se quisiese. Esta ley, que se demuestra perfectamente con la matemática adecuada, se contradice con lo que uno se imaginaría a primera vista. Para defender la realidad, no se me ocurre una analogía más adecuada que el siguiente caso especial.
Pensemos en un oscilador sintonizado por varicap, como lo que se usaría si se quisiese transmitir en FM, pero sin modulación aplicada. La tensión de RF sobre éste hace que su capacitancia varíe constantemente a lo largo de cada ciclo. Digamos que en el pico positivo el varicap posee una capacitancia tal que si se hiciese la cuenta de la resonancia con el producto LC daría 101MHz. Y que en el pico negativo daría 99MHz. Con imaginación podríamos considerar esto como si se aplicase una modulación de igual frecuencia que la oscilación. ¿Y cree Ud. que lo que genera el oscilador ocupa una banda continua desde 99 hasta 101MHz?. No, en todo caso es 100MHz con sus correspondientes armónicas, pero nada más en el medio.

* Bajo ciertas condiciones, en un amplificador de varias etapas sintonizadas, es legal lograr una respuesta determinada mediante la desintonía deliberada de ellas. Es lo que se conoce como sintonía escalonada. La ganancia global es el producto de las ganancias individuales, y como el orden de los factores no altera el producto no debería importar cuál es la etapa que se sintoniza de tal manera, cuál de tal otra. Esto en lo que respecta a la forma de la curva total.
Pero hay ciertas consideraciones cuando es importante cuidar el rango dinámico. Si el sintonizado a la entrada de la 1a etapa termina estando muy corrido, sufrirá la cifra de ruido general. Y si lo que se corre mucho es el que está tras la última etapa, se estará desperdiciando la potencia de salida.
Caso concreto: toda una serie de televisores ajustados por la misma persona tenían problema de achatamiento de pulso de sincronismo en el video detectado. Las polarizaciones de la tira de FIV eran correctas, la curva era correcta.
Pero el achatamiento en la onda desaparecía al retocar la bobina final anterior al diodo, pese a que se deformaba la curva en frecuencia. Se descubrió que ciertas bobinas interetapa que no llevan ajuste estaban fuera de tolerancia en la inductancia, lo cual obligaba a desintonizar la del detector para recuperar la forma de la curva.
Pero esto ocasionaba una pérdida de potencia en la señal a detectar. El AGC, al intentar mantener el nivel detectado, obligaba al último transistor a trabajar más allá del nivel de comienzo del recorte.

* Un adaptador 50/75 de mínima pérdida sirve sólo si se inserta bien cerquita del conector. Tiene sólo un resistor de 25ohm en serie. Montado directamente en el conector de un instrumento de 50ohm permite usar cables de 75ohm. El instrumento "ve" 100ohm, pero como esa desadaptación existe sólo para el tramo de cable interno del instrumento, si ésta es pequeña en comparación con 1/4 de longitud de onda, y si tanto el cable interno como el componente que determina la Z son realmente de 50ohm, la degradación en la planicidad puede ser aceptable.
Como no son tan comunes los instrumentos de 75ohm, no hay adaptadores a la inversa.

* Butterworth, Chebyshev, Cauer... pese a la complejidad que puedan presentar para el estudiante o principiante, estos tipos de filtro son lo más sencillito en cuanto a la matemática. Al encarar proyectos de gran envergadura, el diseñador no se puede dar el lujo de ir a un filtro de uso general como éstos para simplificar los cálculos, y arriesgarse a que resulte con bobinas de más, porque los equipos de comunicaciones de algún competidor probablemente se habrán diseñado con estrategias más inteligentes, con programas más específicos para la aplicación, y por lo tanto el filtro resultará más económico en componentes y en mano de obra de ajuste.
Es bien sabido que donde más difícil resulta cumplir con la forma deseada de un filtro es en la zona donde se pasa de la banda pasante a la atenuada. La solución clásica es meter más y más bobinas (aumentar el orden del filtro) para que la curva sea suficientemente cuadrada, pero cuando finalmente se cumple se observa que se está introduciendo una atenuación demasiado alta donde no se necesitaba tanto.
Un ejemplo, aunque ya pasado de moda: en la transmisión múltiplex de canales telefónicos analógicos, una técnica consiste en generar una banda lateral única con portadora suprimida de 24kHz; en el ejemplo supondremos banda lateral superior. Ésta se obtiene filtrando una banda lateral doble. Para no molestar los canales adyacentes, el filtro aparentemente debería cortar bien a ambos lados de la banda pasante. Pero si se coloca un buen pasabajos antes del modulador, el pasabanda sólo deberá ser bueno del lado de la banda lateral inferior, ver {mp25}:

Por otro lado, el pasabajos no es necesario que sea demasiado bueno cuando ya se adentró varios kHz en la banda atenuada, porque esas frecuencias una vez moduladas serán fácilmente eliminadas por el pasabanda.
Una vez más: un pasabanda diseñado con matemáticas simples, inevitablemente tendría una atenuación igual de buena a ambos lados, innecesariamente.

* Los diodos de baja señal... ¿son todos iguales?. No recuerdo en qué circuito había que poner diodos tipo 1N4148. Por error, en fábrica pusieron FDH333, que también es un diodo de silicio chiquito, y hubo problemas. Se improvisó el circuito de prueba {fdh333} a ver qué pasaba:

Se observa que al cambiar de polaridad la onda, el diodo sigue conduciendo (en inversa) durante un lapso inaceptablemente largo para el circuito donde va. Cambiándolo por un 1N4148 la conmutación es tan rápida que no se puede apreciar con esta base de tiempo.
Yendo al manual, nos enteramos que el FDH333 es un diodo optimizado para muy baja corriente de fugas, para lo cual evidentemente el fabricante debió sacrificar otras características.

* La frecuencia de transición de un transistor (ft) se define como "producto ganancia por ancho de banda". Vamos a hacerla más digerible. En este caso, la ganancia es la de corriente (hfe). Se sabe que midiéndola a frecuencias cada vez más altas, se llega a una frecuencia por encima de la cual comienza a bajar a razón de 6dB por octava, o sea, cada vez que se duplica la frecuencia el hfe baja a la mitad. Por lo tanto, el producto de la frecuencia (medida en MHz) por el hfe (medido en veces) para esa frecuencia, da la constante ft (medida también en MHz). Si esto fuese una recta, para una frecuencia igual a ft la ganancia debería ser 1. Esto no es estrictamente cierto: ft es en realidad una extrapolación, pero su concepto es útil para frecuencias no tan extremas.
Mencionemos que un transistor todavía tiene ganancia de potencia algo más allá de f=ft.

* Se notó que la impedancia de entrada de un analizador de espectro variaba al barrer, probablemente porque la impedancia del conversor a diodo variaba según la frecuencia del oscilador local. Esta modulación fue la razón por la que aparecía una modulación de frecuencia en un VCO al conectar el analizador. También un frecuencímetro puede tener una impedancia de entrada variable según se esté muestreando o no la señal de entrada.

* En circuitos de potencia como éste, fig. {No_Vble}...

... no se debe hacer variables L1 / L2. A diferencia de salidas valvulares clase C, debe respetarse los valores de diseño en vez de buscar la máxima potencia de salida. Si la carga real no es de 50ohm (o la especificada), deberá utilizarse un transmatch.

<eof>