Sintonizados, AM, CATV, Conversores,
etc.
www.geocities.ws/danielperez www.qsl.net/lw1ecp Ing. Daniel Pérez LW1ECP
fb: Daniel Ricardo Perez Alonso contacto: danyperez1{arrroba}yahoo.com.ar
SINTONIZADOS |
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AM |
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VIDEOCABLE Y RADIOAFICION |
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CONVERSORES |
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RANGO DINÁMICO Y ESPÚREAS |
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SILLAS ELÉCTRICAS |
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EXPERIENCIAS |
SINTONIZADOS
* En
un circuito LC que utilice capacitores con coeficiente de temperatura para
compensar, para comprobar la compensación no le eche un chorro de aire caliente
directamente. Al principio, la frecuencia sube de golpe porque el chorro eleva
rápidamente la temperatura de los N750 al tener éstos menor masa térmica que la
bobina. El único modo valedero de testear el corrimiento es calentar (o
enfriar) muy gradualmente el aire que rodea a todo el circuito, en un lapso de
1h ó más para dar tiempo a que todas las partes tomen la misma temperatura.
* En una consola Family Game estaba rota la bobina osciladora de 4,5MHz, en el
generador de portadora de sonido. Se había partido la cazoleta móvil, que en
este caso es lo que permitía ajustar la frecuencia (¿qué curioso habrá metido
destornillador donde no le importa?). El pedazo que quedaba era imposible de
girar. Se pensaba colocar un capacitor en paralelo con la bobina para suplir su
inductancia disminuida y volver a obtener los 4,5MHz. Pero se encontró que la
rotura del ferrite había seccionado también los alambrecitos. Era una 7x7mm,
que al abrirla se vio que consistía en dos bobinados independientes sin
derivaciones. Su pequeñez hacía casi imposible manipular el hilo como para
contar vueltas.
Donde iba el bobinado sintonizado, se fue poniendo varias bobinas con núcleo
del cajón, mirando la f de oscilación con el osciloscopio poniendo su punta x10
en la derivación capacitiva de emisor, lugar de impedancia relativamente baja
como para que no moleste la punta. Al principio se buscaba que la frecuencia
simplemente estuviese cerca de 4,5MHz, o sea un período de 220ns en la
pantalla. Se decidió usar una bobina de cuadratura para válvula 6BN6 a la que
se le fue quitando espiras hasta lograr el período deseado con el núcleo de
carbonil a medio recorrido. Se estima a ojo que quedaron unas 30 o 40 espiras.
Ahora el problema era determinar la relación de espiras del secundario. De ésta
depende el nivel de la subportadora. Ello no es crítico: en las normas de
blanco y negro se especificaba 10dB debajo del nivel de portadora de video para
sincronismo; mientras que actualmente los videocables prefieren 17 a 20dB. Se
puso un secundario de 10 espiras de alambre forrado fino encimado flojamente
sobre el primario, y se probó el funcionamiento conectado al TV. Se fue
retirando de a poco el secundario, resintonizando cada vez para mantener la
claridad de sonido. Al tenerlo casi totalmente retirado el sonido empeoraba
notablemente. Se dejó como al principio. Se tuvo que pegar a la plaqueta del
Family algo lejos del lugar de la bobina original por su tamaño, pero no hubo
problema por trabajar en una frecuencia relativamente baja.
* Es típico utilizar un "tanque PI" para adaptar la impedancia de
antena a la válvula de salida en un transmisor. En los equipos multibanda, una
llave selecciona derivaciones de esta bobina según la inductancia necesaria
para cada banda. Sin embargo, en vez de simplemente poner en circuito más o
menos espiras, ¿por qué también cortocircuita las que no se usan?. Por dos
motivos:
- Las espiras no usadas, si se dejan en el aire, forman un autotransformador
elevador. Supongamos que se necesita sólo el 20% de las espiras: si el
acoplamiento fuese perfecto, sobre el total de la bobina se generaría una
tensión quíntuple de la sección utilizada. En la práctica el acoplamiento no es
perfecto, pero igual alta posibilidad de que salten arcos en la llave.
- Al usarse en frecuencias altas, son muchas las espiras no usadas, y es
bastante probable que junto con la capacitancia distribuida y parásita lleguen
a resonar en la frecuencia de trabajo, originando una indeseable
"trampa". Lo mismo ocurre en los buenos blocks de bobinas para varias
bandas de onda corta: todo lo que no se usa, se cortocircuita.
Sí, el Q de una bobina con parte de sus espiras cortocircuitadas es menor que
una bobina con la cantidad de espiras justas, pero por lo visto anteriormente
es preferible este remedio para las bobinas con derivación seleccionable. Por
último, debido a que el acoplamiento entre todas las espiras en las bobinas
tipo solenoide dista de ser perfecto, un cortocircuito en una sección reduce
pero no anula la inductancia del resto.
* Los bobinados no sintonizados no requieren obligatoriamente que se hagan con
alambre Litz. Si Ud. vio que en una bobina comercial se usaba el mismo Litz que
el arrollamiento sintonizado, es simplemente por conveniencia de fabricación de
la bobina. Si un bobinado que va a la base de un transistor, a un diodo
detector, o a la antena exterior, se hacen con alambre sólido, su mayor
resistencia a la RF por efecto pelicular simplemente introducirá una pequeña
reducción de la ganancia, sin alterar en absoluto la selectividad.
Ejemplo: una antena de varilla de ferrite estaba algo corta de inductancia para
el tándem con que se quería usar. Se le agregó en serie las espiras del
bobinado de base del conversor (que también estaban hechas con Litz) para
llegar al valor necesario. Para volver a tener el bobinado de base, se lo
rehizo con un esmaltado cualquiera.
* Es común que se recomiende chokes de "bajo Q" para evitar
oscilaciones en amplificadores de potencia. A lo que se refiere es que estén
suficientemente amortiguados, pero para frecuencias muy inferiores a la de
trabajo. Consideremos un amplificador para 144 o 440MHz: la ganancia del
transistor en el rango de los MHz ó decenas de MHz es mucho mayor, y aunque no
haya intención de hacerlo trabajar allí, si los chokes de base o colector
presentan alto Q pueden combinarse con las capacitancias que los rodean para formar
estructuras de oscilador.
Cierto amplificador clase C de UHF tenía un toroide de ferrite entre base y
emisor. Cuando se tuvo que reemplazar por otro hecho con distinto tipo de
ferrite, se notó una menor ganancia y además un recalentamiento del núcleo: el
material no era adecuado para este uso, y gran parte de la excitación se estaba
yendo al choke. Reemplazándolo por una bobina al aire se recuperó la ganancia,
pero con una fuerte tendencia a oscilaciones parásitas. La solución final fue
dejar tanto la bobina al aire como el toroide en serie: la al aire evita que
quede aplicada la f de trabajo al choke, y éste amortigua la bobina.
Un caso desesperado de amortiguación de chokes se ilustra en la hoja de datos
del MRF327 {mrf327}:
No sólo se aprecia el amortiguamiento del choke de base: también vemos
amortiguamiento paralelo de un choke en alimentación (VK200 es ese núcleo con 6
agujeros), y hasta un electrolítico. Lo insólito es esa red entre colector y
masa. La próxima vez que tenga oscilaciones rebeldes de baja frecuencia, pruebe
algo así.
* El acoplamiento entre sintonizados, y entre éstos y las impedancias
terminales en muchos casos puede hacerse con reactancias de cualquier signo.
Por comodidad se suele usar capacitores.
Hay casos en que no da lo mismo. En {acopl_l}, vemos parte de un preselector de
TV UHF. El doble sintonizado debe cubrir un rango de una octava mediante varicaps,
manteniendo en lo posible el ancho de banda absoluto. Si se usa capacitores en
todos los acoplamientos, y dosificándolos para una buena respuesta en 450MHz,
al llevar a 900MHz se degrada totalmente. En cambio, acoplando con inductores
se mantiene razonablemente.
Nótese que el inductor entre sintonizados es excesivamente elevado para estas
frecuencias; se puede reemplazar convenientemente por acoplamiento por cercanía
física entre los LC.
Otro beneficio adicional es que se exige una menor variación relativa de
capacitancia.
* Veamos {ParAcopl}. En A) se eligió adaptación con inductores porque se
necesitaba maximizar la atenuación en frecuencias muy por encima de la de
resonancia. En efecto: cerca de la resonancia daría lo mismo adaptar con C o
con L, pero en frecuencias altas el aumento de las reactancias de acoplamiento
en el circuito adoptado ayuda al fin buscado. Pero al barrer el circuito armado
se obtuvo un rechazo bastante más pobre de lo indicado por la matemática.
Resultó ser por el acoplamiento parásito entre Le y Ls, lo que resultó algo
incómodo de corregir ya que en esta topología lo normal es que deban tener
valores muy superiores a L.
El doble sintonizado de B) fue un intento por economizar capacitores, y resultó
un fracaso: las inductancias de adaptación y acoplamiento resultaron tan bajas
que toda porción de masa del impreso en las cercanías parecía formar parte del
filtro: estaba todo vivo.
En C) tenemos arriba un ejemplo exagerado de mal trazado de pistas porque
molestaba el corpachón de una bobina.
Además, al agregar distancia de conexiones a una bobina simplemente se aumenta
su inductancia, pero al hacerlo con un capacitor se modifica la topología pues
se lo convierte en un sintonizado serie.
* Una bobina en paralelo con un capacitor, ambos de buena calidad, si se la
intenta analizar con Qmetro en su frecuencia de resonancia paralelo, daría como
resultado que su Q es cero. Por la misma razón, una bobina analizada cerca de
su fp para el Qmetro tiene una L mayor y un Q menor que la realidad. En un
circuito real, salvo que el Q del capacitor llegue a degradarlo, esta bobina se
comportará mejor que lo que dice el instrumento.
AM
* Si
lo que importa es la potencia de RF que sale del transmisor, ¿por qué a veces
se especifica la potencia "de entrada" (la que consume de la
fuente)?. Es por comodidad de la medición: es fácil medir la potencia que toma
en continua, y luego como se conoce la clase de trabajo (clase C, etc.) se
supone que el rendimiento anda cerca del que corresponde a esa clase,
obteniéndose una potencia de salida suficientemente aproximada para los fines
prácticos. Lo mismo pasa con las lámparas: nos tendría que importar cuántos
lúmenes (potencia luminosa) producen, pero es más cómodo considerarlas según su
consumo eléctrico.
* En un transmisor de AM, el instrumento que mide la corriente de placa de la
válvula de salida no debería cambiar su indicación al modular. Las subidas y
bajadas en cada semiciclo de modulación duran milésimas de segundo (mucho menos
de lo que necesita la aguja de un miliamperímetro para moverse), y el promedio
debe dar constante.
Todo circuito real se aparta más o menos de las simplificaciones, por lo que
algo se moverá la aguja. Pero lo desconcertante es cuando baja. No es correcto
que esto se llame "modulación negativa". Más allá del nombre, indica
que falta excitación a la etapa modulada: cuando la tensión de placa disminuye
momentáneamente, la corriente baja como debe ser; pero cuando sube
momentáneamente, dejará de aumentar la corriente al llegar al valor que es
capaz de producir la etapa con la excitación que recibe. Por lo tanto, el
promedio que ve el instrumento bajará.
* Si se carga más corriente de placa, aumenta la potencia de portadora (la que
se mide sin modulación). Sin embargo, según el diseño del modulador, es posible
que no alcance su potencia de audio para modular al 100% en las nuevas
condiciones. Si el receptor de quien nos recibe tiene su AGC actuando, ¡nos
escuchará con menos volumen!.
* Para poner fuera de operación a la válvula de salida, ¡no desconecte
únicamente su alimentación de placa!. Si la pantalla sigue con la misma tensión
aplicada, la corriente de pantalla subirá a valores que deteriorarán la válvula
rápidamente.
* Al querer ajustar la frecuencia del transmisor a batido cero con la portadora
recibida, si se está suficientemente lejos en frecuencia y si la captación
desde el transmisor es fuerte, se escuchará una sucesión de pajaritos a medida
que se gira el dial, y ninguno es el verdadero batido cero. Hay quienes los
llaman "armónicas". Algo de cierto hay: puede ser que en uno de esos
batidos se está mezclando la armónica 70 del transmisor con la 62 del oscilador
local, y el que sigue son las armónicas 68 y 60 respectivamente, etc.
* Por la época en que aún no se había divulgado los transistores de
transmisión, me preguntaron: "¿Cuál es el equivalente de la 6DQ6 en
transistores?". Quien preguntaba hacía la siguiente elucubración: si una
válvula de salida horizontal puede usarse para proveer 30W de portadora de AM
de 80 a 20m, un transistor que haga el mismo trabajo en un TV, con los debidos
cambios de tensión e impedancias, también debería poder hacerse que dé similar
comportamiento en transmisión.
¿Dónde fallaba el razonamiento?. La válvula tiene posibilidad de funcionar en
frecuencias muy superiores a la del horizontal porque su estructura resultó
holgada en ese sentido, no porque el diseñador lo haya querido a propósito. En
cambio, los transistores de potencia siempre han sido diseñados más tacaños: el
2N3055, común en salidas de audio, deja de ganar en corriente a aproximadamente
1MHz, lo justo como para amplificar adecuadamente audio en alta fidelidad. Los
de salida horizontal llegan a algunos MHz, pero muy por debajo de la válvula
equivalente.
Hay honrosas excepciones: la antigua serie BD135, 137 y 139 eran capaces de
operar hasta 10m, por ser de una tecnología distinta a la del 2N3055. Pero
también es cierto que resultan más frágiles al abuso (ROE) por ser más
propensos a la 2a ruptura.
* La definición clásica de clase A, B y C es que el ángulo de conducción es respectivamente
de 360, 180, y menos de 180°. Sin embargo, el secreto del alto rendimiento en
clase C está dado más bien por el hecho de que satura (otra razón para que no
sirva como amplificador lineal): cuando circula corriente de placa, es en el
momento en que es baja la tensión de placa.
Puede compararse con la acción de hamacar un niño: no es necesario agarrar la
hamaca y caminar con ella hacia adelante y hacia atrás, basta con quedarse
cómodamente parado en un lugar fijo, y limitarse a dar el empuje a la hamaca
cuando llega atrás de todo. Esto funciona gracias al efecto de péndulo de la
hamaca, que en el caso del transmisor está dado por el circuito resonante de
salida que se encarga de "dibujar" la mayor parte de la senoidal. Es
imprescindible que en clase C la carga sea un circuito resonante.
* En el siglo 21 la experimentación en AM sigue viva con la modulación PWM y
con los MOS de potencia fáciles de conseguir!. Ver la sección de links.
VIDEOCABLE Y
RADIOAFICION
* La
proliferación de las redes de videocable (CATV) hace que los radioaficionados
enfrentemos una nueva fuente de conflictos mutuos con los vecinos: el
transmisor se mete en la red, o una irradiación desde la red molesta la
recepción en 2m o señales de TV de aire. Sobre las medidas contra la
interferencia de videocable que se mencionan comúnmente, conviene aclarar para
qué sirven y para qué no sirven las puestas a tierra, ya sea aplicadas al
transmisor o a la red de CATV.
Un cable grueso y corto que conecte algo a una buena jabalina enterrada en un
terreno buen conductor, es útil para los siguientes rangos de frecuencia:
1) EN CONTINUA: para mandar a tierra la estática atmosférica que se va
acumulando en la antena o cable, y algunas descargas que no sean rayos
directos...
2) EN 50Hz: para hacer saltar los tapones o el disyuntor en caso de
cortocircuito entre el vivo y algún chasis, y así proteger al operador; y...
3) EN LA PARTE BAJA DE HF: para evitar que toda la estación esté
"viva" si hay corriente de modo común en la línea a la antena, p. ej.
en caso de no usar balún, lo cual haría que los instrumentos midan con error, y
que se produzca captación de RF por la entrada de micrófono.
Sin embargo, pasando unos cuantos MHz, la inductancia del cable a la jabalina
presenta una reactancia lo bastante alta como para que sea casi lo mismo que si
no estuviera. Puede decirse que en VHF y más arriba las verdaderas masas
directamente no existen.
Además, aun suponiendo que se pudiera poner efectivamente a tierra el equipo de
2m o 70cm, o bien la red de CATV, ello no tendría efecto alguno sobre la
captación sencillamente porque si entró por la antena receptora o un punto que
haga de antena receptora ya no puede evitarse que llegue al receptor.
Una red de videocable consta de:
A) El cable coaxil (por supuesto)...
B) Cajas distribuidoras (taps), que toman parte de la señal del cable y la
reparten a los abonados, de las cuales hay varias por cuadra; y...
C) Amplificadores, que compensan la energía perdida en los distribuidores y en
la atenuación del cable, que están espaciados entre una y varias cuadras.
En los primeros tiempos del videocable se transmitía en las mismas frecuencias
de aire: canales 2 al 6, de 54 a 88MHz; y 7 al 13, de 174 a 216MHz. Cuando
estos 12 canales resultaron insuficientes, se agregaron los canales 14 al 22
(nada que ver con la numeración de UHF), de 120 a 174MHz, la denominada banda
media: y cuando estos 21 tampoco alcanzaron se comenzó con la
superband/hiperband: canal 23 (comenzando en 216MHz) hasta aproximadamente el
80 (450MHz) en nuestro país.
La causa del problema es el mal cierre de las cajas de amplificadores y
distribuidores, sus conectores, y coaxiles con la malla cortada, y las
conexiones clandestinas. Dentro de estos componentes, las señales de TV llegan
a tener niveles cercanos al miliwatt por canal. Si las mitades de las cajas
metálicas no tienen perfecta continuidad eléctrica a todo lo largo del cierre,
se tiene una abertura por la cual la RF de los canales escapa del blindaje, o
bien penetra la energía de transmisores cercanos. Podemos compararlo con el
agua que pierde en un tanque rajado, o la que penetra en un buque perforado,
respectivamente. También puede ocurrir que estén mal armados los conectores, o
que esté cortado el blindaje de un coaxil por repetidas flexiones por el
viento, lo cual pasa inadvertido porque lo tapa la cubierta plástica.
Por último, si un cable está "pinchado" para robar la señal, ese
punto también puede ser una excelente antena.
Los operadores de videocable más conservadores evitan usar el canal 18 que va
de 144 a 150MHz, pero ello no es una solución integral pues se siguen afectando
otros servicios que en el aire ocupan frecuencias que no son normales de TV. Un
caso especialmente crítico por entrañar riesgo a vidas humanas es el de las
frecuencias asignadas a los aviones para navegación y comunicación. En Estados
Unidos, la FCC (que viene a ser la secretaría de comunicaciones) tiene normas
muy (repito: MUY) estrictas sobre compatibilidad electromagnética, y exige que
se hagan chequeos periódicos a lo largo de la red de CATV para verificar que no
se excedan los límites de radiación.
A las empresas de CATV les conviene tener buena "hermeticidad"
electromagnética en su red porque así, además, pueden mandar señales en las
frecuencias que coincidan con canales de aire locales sin problemas, en vez de
considerarlos espacios inusables.
En resumen: la forma *TEÓRICA* de encarar estos problemas es comunicar el caso
a la compañía de videocable, o que la autoridad de telecomunicaciones les haga
conocer la denuncia, y entonces los responsables vendrían con una antena y un
receptor especiales para localizar la caja, conector o cable con problemas, y
solucionarlo. En la *PRÁCTICA*, si no se tiene respuesta favorable al aviso,
poco es lo que se puede hacer, salvo evitar el uso de frecuencias cercanas a
145,25MHz. En realidad, muchos radioaficionados experimentadores equipados con
equipos para la "Caza del Zorro" están en mejores condiciones
técnicas que muchos videocables chicos para la ubicación del problema, pero aun
cuando se lo ubicase es legalmente objetable que el radioaficionado abra un
equipo de cable para agregar un burlete conductor o intente remendar una malla
de coaxil.
* Cálculo de las portadoras de video sabiendo el número de canal:
En aire, para canal n = 14 o superior: f = n * 6
+ 387,25MHz
En cable, para canal n = 14 a
22: f = n * 6
+ 37,25MHz
En cable, para canal n = 23 o superior: f = n * 6 + 79,25MHz
CONVERSORES
* Se
tenía un DBM (mezclador doblemente balanceado) que convertía en bloque la banda
413...455MHz a una FI de 174...216MHz, con un oscilador fijo de 239MHz. El
filtro de FI, analizado por separado con un barredor, tenía buena planicidad en
la banda pasante. Al conectarle el DBM sin ninguna selectividad en RF, se esperaba
que el conjunto se comportase como si fuese un filtro de 413...455 copiando la
misma curva. Sin embargo, ésta se deformaba inexplicablemente. Se llegó a la
conclusión de que la ganancia de conversión es influenciada por la impedancia
de carga que se ve para el producto no deseado, en este caso la frecuencia
suma.
Sucede que estos mezcladores pasivos son bastante dependientes de las
impedancias que ven en el port de salida. Es conocida la recomendación de
mantener 50ohm no sólo en la banda de FI deseada, cuando se necesita aprovechar
sus buenas características de intermodulación. Aparentemente, esto mismo
hubiese beneficiado la planicidad en esta aplicación con una FI tan ancha.
* En un diseño que incluya un conversor singularmente balanceado, probablemente
convenga aprovechar el port balanceado para la señal que produciría mayor nivel
indeseado a la salida (normalmente el oscilador). Esto es aún más cierto si
dicha señal indeseable variaría su frecuencia al cambiar la sintonía del
equipo: será más complicado eliminarla con selectividad a la salida, que
tratando de que sea el mismo conversor con su balance el que haga todo lo
posible porque no exista.
* En un mezclador doblemente balanceado, se sabe que los 4 diodos deben estar
bien apareados para lograr buen balance. Pero, ¿apareados en qué?. Se suele
especificar apareamiento en resistencias directa e inversa, lo cual se suele
realizar seleccionándolos con un óhmetro. Sin embargo, lo que interesa es el
comportamiento en la frecuencia en que se va a usar, no en continua. Puede
aceptarse razonablemente que la R en directa para la f real será parecida a la
medida en CC. Pero la impedancia en inversa no tendrá nada que ver con la R
inversa en CC, siendo mucho más importante la capacitancia. Además, los diodos de
silicio, como p. ej. los Schottky, tienen una R inversa casi inmedible.
Moralejas:
1) Es mejor aparearlos en el circuito real observando la supresión de las
señales indeseadas, si se pudiese montar los diodos provisoriamente sin
soldadura.
2) O agregar algún tipo de componentes ajustables para el balanceo.
3) O hacerse a la idea que los DBM hechos con componentes discretos no son bien
balanceados por naturaleza y concebir el resto del circuito en base a ello.
* Experiencias con un conversor a FET: ver {Conv_FET}:
En A), ambos extremos de Cg están a masa para la continua, ya sea por la
bobina, o por Rg que es atravesada por la nula corriente de compuerta. Por lo
tanto, Cp no está para aislar en continua. Tampoco es para adaptar impedancias
ya que con un valor de unos 100pF es mucho mayor que la C de entrada del FET. O
sea: si se saca, todo anda exactamente igual. Excepto... cuando llega un nivel
excepcionalmente fuerte desde antena (p. ej. captación excesiva desde el
transmisor). En ese caso la juntura de compuerta conduce en los semiciclos
positivos. Gracias a Rg, que hace que la compuerta no vea una resistencia nula
en continua, se limita esta corriente al desarrollarse una polarización inversa
en Rg, protegiendo al FET.
Se observó que disminuyendo la corriente del FET (aumentando Rs) la ganancia
del receptor aumentaba, contrariamente a lo supuesto. Esto se debe a que
llevando al FET más cerca del corte su transconductancia se hace más alineal
favoreciendo la mezcla con el oscilador. Sin embargo esto también empeora la
intermodulación entre señales fuertes que vengan desde la antena.
Una forma sugerida en un artículo para regular el nivel inyectado desde el
oscilador local es reducir Cs. Sin embargo, ello tiene el efecto adicional
indeseado de aumentar la impedancia que "ve" el surtidor en la
frecuencia de FI, lo cual baja innecesariamente la ganancia de conversión. No
olvidemos que por el surtidor pasa una componente con la frecuencia de la FI
generada; por lo tanto, si tanto la reactancia de Cs como la impedancia interna
del oscilador son bajas para la FI, se facilita la circulación de dicha
componente.
Por último, lo que viene a continuación del conversor es una tira de FI 455
tipo Spica. Se notó que la sintonía de la bobina en drenaje del conversor era
mucho más suave al girar el núcleo que las demás. Ello se debe a que un FET
típico tiene una impedancia de salida bastante menor que un bipolar de baja señal
como el BF494, y como al principio el FET se conectó igual que el bipolar, el Q
cargado de la 1a bobina de FI estaba bastante bajo. En B) se logró una conexión
menos agresiva para la selectividad: dentro de las relaciones de impedancia que
ofrece cada bobina del juego para Spica, se estimó como más razonable conectar
el drenaje al secundario de una bobina de detector. La ganancia total bajó un
poco, pero ahora se nota que la bobina trabaja mejor.
Aún así, se advirtió que la tensión en drenaje a la frecuencia del oscilador
local (de varios MHz) era muy alta. Ello se debe a que, muy fuera de la
frecuencia de resonancia, el bobinado al que se conecta ya no refleja un
cortocircuito sino la inductancia de dispersión. En C) se ve la solución final,
con un tachito de FI auxiliar: el drenaje ve casi un cortocircuito a masa para
la frecuencia del oscilador gracias al capacitor del tachito. Y como éste
resuena a la FI, simula un choke de reactancia infinita. No agrega
prácticamente selectividad.
Es sabido que para lograr la mínima cifra de ruido posible la compuerta debe
"ver" una resistencia igual a la óptima que especifica el fabricante.
Bien, suponiendo que se tuvo esa precaución en el diseño, cabe preguntarse por
qué el soplido interno del receptor es máximo cuando se sintoniza el LC de
entrada a resonancia. Es que lo que importa no es el nivel de ruido sino la
relación señal a ruido. Si el diseño es correcto, al desintonizar, por cada dB
que baje el ruido interno, la señal útil bajará más de 1dB.
* Ver más sobre recepción: "El Receptor Tomado con Pinzas" en el
sitio del Radio Club Caseros www.lu4ev.8m.com
RANGO DINÁMICO Y
ESPÚREAS
*
¿Cómo se mide el rango dinámico (RD) de un receptor?. Conectémoslo (con el
detector de producto encendido y sin AGC) a un generador de RF no modulado
provisto de atenuador confiable. Con éste apagado o a salida cero leemos la
salida de ruido (interno) en bornes del parlante con un voltímetro de valor RMS
verdadero.
Aumentemos la salida del generador hasta aumentar un 41% (3dB) la lectura
debido al batido. En este momento, la tensión de la señal de entrada es igual
al "umbral de ruido" del receptor, también llamado mínima señal
discernible (MDS). Combinemos ahora otro generador con el primero, separado
unos 20 o 30kHz, y aumentemos sus salidas en forma pareja hasta que aparezcan
productos de tercer orden al mismo nivel del ruido (nuevamente aumento de 3dB)
(previamente habremos sintonizado el receptor en el punto donde sabíamos por
cálculo que iban a aparecer un producto).
Hay otras formas de definir el RD. Incluso en ésta, como "nivel alto"
puede tomarse el de cada generador, o su suma, según gusto de quien lo ensaya.
El RD de un mismo receptor cambia si se cambia el BW de su FI porque a mayor
ancho de banda es mayor la potencia de ruido propio que llegará al detector en
la medición de MDS.
* Recuerdo cuando era posible sintonizar un receptor de AM comercial en lugares
del dial sin emisoras, aún en zonas urbanas. Resultaba extraño que el soplido
de fondo aumentara al aplicar una portadora sin modular, y no porque el
generador fuese ruidoso. Ocurre que con bajos niveles de FI aplicada, el diodo
detector trabaja en modo cuadrático, con baja eficiencia de rectificación. El
agregado de una señal senoidal más fuerte lo corre hacia la zona lineal y se
produce un sinceramiento con el ruido detectado. Lógicamente, si se sigue
aumentando la portadora se llegará a un punto en que el ruido audible comenzará
a bajar ya que comienza a actuar el AGC.
Un fenómeno similar se emplea en los conversores A/D usados para la generación
de la información digital a grabar en un CD de audio. Con señales de audio muy
débiles, apenas se llega a mover el bit menos significativo. Si se agrega
deliberadamente una pequeña cantidad de ruido, éste logrará que la señal
deseada "flote" algunos bits a cada lado, técnica llamada dithering,
lo que produce una mejora en la percepción al reproducir niveles muy bajos.
* Hasta la década de los 70, en que toda radio era industria nacional y además
no había congestión de frecuencias en AM, en Argentina se elegía una FI de
465kHz. Con 455kHz, si a la antena llegaba la 2a armónica irradiada desde el
detector se producía un pajarito al sintonizar 910kHz, Radio Excélsior de
Buenos Aires.
* Un caso de intermodulación: hace años, en la central de policía de Capital
tenían interferencia en sus equipos de radio. La frecuencia afectada era
274,05MHz. El problema era causado por las emisiones de FM Horizonte en
94,3MHz, y la portadora de sonido de canal 7 en 179,75MHz. La antena de ATC
estaba en el Ministerio de Av. 9 de Julio y Av. Belgrano; la Policía en Av.
Belgrano y Virrey Cevallos, a sólo 5 cuadras; y Horizonte supongo que también
estaba cerca. El asunto es que 94,3 + 179,75 = 274,05. La suma de frecuencias
podría estar produciéndose por alinealidades en la primera etapa del receptor
de la Policía, o por contactos oxidados en su antena o torre, generándose una
señal que realmente no existe en el aire.
* Otro caso: la gente cercana al mencionado Ministerio, donde coexistían las
antenas transmisoras de los canales 9 y 7, veía el canal 11 con mucha suciedad
por culpa de este batido, con las frecuencias de las respectivas portadoras de
video: 2*187,25 – 175,25 = 199,25. En un caso, al retirar el conector de antena
y dejarlo muy cerca como para producir una atenuación por acoplamiento
capacitivo, el problema se fue, evidenciando que era por sobrecarga del
sintonizador.
* Otro más: en la zona de Banfield cercana a la otrora Radio Argentina (1110kHz)
y a otra emisora local en 1230kHz, en algunos receptores se detectaba la
producción de estos batidos:
2*1110 – 1230 = 990; y 1110 – 2*1230 = 1350
No es común que ocurra este fenómeno en los receptores de radiodifusión AM,
pese a tener un conversor con transistor bipolar, ya que en estas frecuencias
la antena de ferrite aporta bastante selectividad, protegiendo contra emisoras
casi adyacentes. Excepción: las autorradios con entrada de banda ancha: son los
receptores que más fácilmente sufren con emisoras locales que no sean de la
frecuencia deseada.
* Esto no es intermodulación: la antigua Radio Antártida 1190kHz carecía de
filtrado adecuado de su 3a armónica en 3570kHz, pese a las quejas de los
radioaficionados al no poder usar ese lugar en la banda de 80m.
* En una localidad, al apoyar un TV de determinada marca en el piso, se metía
una radio local de AM sin importar en qué canal estaba sintonizado. Al
levantarlo unos centímetros el efecto se iba, pero volvía al pasarle la mano
por una zona determinada de su base. Al desarmarlo, se comprobó que en ese
punto estaba el CI con la FI de sonido. Posiblemente la emisora estaba en 1/3 ó
1/4 de la FI de 4,5MHz, se metía capacitivamente en la tira de sonido, y se
generaba una armónica en 4,5MHz por las etapas limitadoras. Obviamente la
calidad de sonido no era buena, al esta detectándose AM con un detector de FM.
Pero, ¿es que el suelo estaba vivo con esa emisora?. Todo es relativo: lo más
probable es que el vivo fuese el TV, que estuviese recibiendo la emisora desde
la red eléctrica, lo cual viene a ser lo mismo: diferencia de potencial entre
TV y suelo.
* Los casos de IMD menos molestos son aquellos en que las señales indeseadas
que se baten tienen un nivel similar (no muy superior) a la deseada. Ejemplo:
conversores de CATV donde las señales llegan todas más o menos con el mismo
nivel. Lo mismo ocurría con una estación que transmitía hasta 7 canales de TV
en UHF desde una misma torre, y con un conversor se bajaban "en
bloque" a los canales 7 al 13: también aquí los niveles recibidos eran
bastante parejos. En cambio, en la gran mayoría de las recepciones por antena,
llegan emisoras desde transmisores con muy distinta potencia y a muy distinta
distancia. Por ello, un conversor de CATV de esos que convierten a una FI por
encima de la banda para prescindir de selectividad antes del conversor, puede
tener un pobre comportamiento si se emplea para recibir desde antena.
* En un analizador de espectro, utilizado para analizar los productos de
intermodulación de p. ej. un transmisor de SSB en prueba de doble tono, al
bajar 6 ó 10dB la señal entrante, la lectura de cada componente debe bajar 6 ó
10dB. Es bien sabido que si baja más, es porque esa componente se está
generando dentro del instrumento; pero para que sea garantizable es necesario
que esa atenuación sea provista externamente al instrumento: si simplemente
recurrimos a sus controles de atenuación, a menos que se cuente con información
sobre su operación interna no sabemos si se está colocando atenuación antes de
su 1ª etapa activa, o si simplemente se está bajando su ganancia de FI. Si es
este último caso, y el conversor del instrumento está siendo sobrecargado,
bajar la ganancia de FI también hará bajar en igual medida todos los picos,
dando la falsa sensación de que el instrumento es inocente.
SILLAS
ELÉCTRICAS
* Una
gran cantidad de boosters de UHF era retornado a la fábrica sin haber andado
nunca tras su instalación. Es un circuito que se agrega directamente a la
salida del dipolo y es alimentado desde la misma bajada coaxil. El transistor
estaba muerto en todos estos casos, pero los boosters se habían probado uno por
uno antes de despacharse. ¿Qué había provocado la falla?.
Un antenista dio con la pista sin querer. Mencionó la chispita que se produce a
veces cuando la masa del conector F macho roza contra el booster o el mástil, y
la fuerte cosquilla que se recibe si se toca la bajada con una mano estando
asido del mástil con la otra. Esto ya se sabe que es debido a la existencia de
capacitores en la fuente del TV, entre cada polo de los 220 y la masa del TV,
cuya función es reducir la contaminación de la red eléctrica con residuos de la
fuente conmutada. Pero también hacen que el chasis del TV tenga un potencial de
1/2 la tensión de red el cual queda aplicado al coaxil de bajada, no sólo a su
malla sino también al conductor central a través de la baja impedancia de la
fuente del booster (ver A de {MataBFR1}). Cuando el antenista introduce el F
macho en el booster, lo primero que hace contacto es lamentablemente el
conductor central, mandando una descarga al transistor. En B) se ve el circuito
equivalente:
Como medida de emergencia se solicitó a los instaladores hacer la conexión
estando el televisor desenchufado (no basta con sólo apagarlo con su
interruptor o con el remoto). Los reclamos cesaron. Se armó el circuito C) de
{MataBFR2} para simular en laboratorio el instante de la conexión de la bajada.
En este caso se generan únicamente pulsos negativos; para los positivos se
invierten los diodos. Tras observar lo que ocurría al aplicar repetidas
descargas de uno y otro signo se llegó a la solución D).
Para las descargas negativas se confirmó que además del diodo en paralelo con
C-E era necesario el diodo en serie. El agregado de las protecciones bajó la
ganancia en menos de 1dB, y no necesariamente en las frecuencias superiores.
En E) se sugiere una alternativa que no se llegó a probar. Es un pasaaltos de
400MHz que presenta baja impedancia a 50Hz.
Un conversor de ATV en 900MHz con salida en un canal bajo de VHF, montado en
mástil, usaba como etapa conversora un MRF966, MOS GaAs de doble compuerta. El
circuito original tenía dos 1N4148 en antiparalelo, en paralelo con la RF de
salida, lo cual era posible porque el circuito era alimentado con un cable por
separado. Para telealimentarlo, lógicamente lo primero que se hizo fue retirar
dichos diodos. Esta simple operación (meter el soldador) bastó para que el
transistor se pusiese en corto drenaje con G2, no sabiéndose si fue por carga
estática en la punta del soldador o por su capacitancia hacia los 220.
Un problema idéntico (vivo de coaxil que hace contacto antes que la masa)
produjo la muerte de un diodo Schottky BA481 en una punta detectora, que quedó
con 1200ohm de fugas. Había unos 84V de 50Hz entre las masas antes de la
conexión. El remedio fue hacer que el capacitor de entrada de la punta fuese lo
más chico posible para la frecuencia de trabajo, y poner un choke
(cortocircuito para los 50Hz y para la mayor parte de la energía del chispazo)
en paralelo con la terminación de 75ohm. Años antes se había tenido problema
similar al probar un mezclador balanceado con HP2900 recién armado, y que se le
había echado la culpa al recalentamiento al soldar, pero que más probablemente
fue por "inducción" desde el soldador.
Moraleja: al manipular dispositivos para UHF, con geometrías de chip muy finas,
se deben tener las mismas precauciones que para los integrados MOS sin
protección.
Por idéntica razón, y yéndonos del tema de la RF, es que jamás conecto una
impresora, monitor o modem externo a una PC sin antes DESENCHUFAR al menos uno
de los dispositivos, salvo que estén ambos puestos a tierra en el toma en forma
confiable (que ninguno tenga "cosquilla").
* En A) de la figura {icea} tenemos un amplificador de CATV simplificado.
Un híbrido proporciona 34dB de ganancia hasta el canal más alto. A su entrada
hay una red atenuadora y ecualizadora ajustable según la longitud de cable que
le precede. Por un conector, ya sea el de entrada o el de salida, le llega 60V
50Hz para la alimentación, y sigue de largo hasta el otro conector para
continuar alimentando el resto de la red. Los chokes con núcleo de ferrite ch1
y ch2 se encargan de dejar pasar los 50Hz y bloquear la RF.
Este circuito era bastante susceptible a la muerte del híbrido ante caída de
rayos en o cerca de la red. Varias autopsias de híbridos revelaron que el daño
se producía en la etapa final, pese a tener colocado externamente un
descargador gaseoso, especie de lámpara neón que se dispara al recibir más de
90V y los cortocircuita momentáneamente. Lamentablemente no existen
descargadores con menor umbral. La entrada solía salvarse tal vez por la red
ecualizadora.
La solución fue muy parecida al del booster de UHF comentado en este artículo.
La mayor parte de la energía en un rayo se concentra en CC y baja frecuencia.
El valor de C1 y C2 (1nF) se había elegido bien alto para no introducir
demasiada desadaptación en el canal inferior (54MHz), pero por ello mismo
dejaban pasar demasiada energía de baja frecuencia. En la vista B) se
disminuyeron los chokes (se les sacó el núcleo) y se agregó otro par idéntico,
con lo cual el valor de los capacitores quedó en 47pF. Ahora tenemos dos
verdaderos filtros pasaaltos de 3 polos, con frecuencia de corte un poco por
debajo del canal 2. Se aprecia que hubo una doble medida de seguridad: aumentar
la f de corte de los acoples, y aumentar su orden. El valor de los capacitores
ya no puede ser "cuanto más mejor" so pena de degradar la planicidad
y adaptación en el extremo inferior (ver el punto sobre cómo mejorar la pérdida
de retorno en conexiones de banda ancha).
Como se sabía que los amplificadores también solían quemarse en el momento de
ir enroscando el conector si éste estaba con tensión, chispeando, se repitió
esta prueba hasta el cansancio con un amplificador modificado, sin muertes.
* En la etapa de salida de un transmisor que estaba funcionando,
accidentalmente se hizo un cortocircuito entre el colector y el disipador
(masa). El transistor murió. ¿Cómo va a morir, si el cortocircuito simplemente
le quita alimentación?. Lo que pasó es que mientras estaba el corto, fluía una
enorme corriente desde la fuente a través del choke de colector, o sea se
almacenó una gran cantidad de energía allí. En el instante de retirar el corto,
como los inductores se oponen al cambio de la corriente, esta gran corriente
quiso seguir circulando, desarrollando una alta tensión de colector al
intentarlo. O sea, el transistor murió por un pico de tensión.
* En la figura {MataBFR3} el transistor murió en dos oportunidades al cerrar la
llave:
Lamentablemente no se encontró la explicación. Tarea para el hogar.
EXPERIENCIAS
* Se
sobreentiende que todo problema de masa o realimentación que modifique la
respuesta en frecuencia, también influye en la desadaptación en las conexiones.
* En un autostéreo sin nada en la entrada de antena llegaba a poder
sintonizarse algunas emisoras fuertes. Se detectó que era debido a la cercanía
entre las conexiones internas de antena y la que va al cambiador de CD externo,
el cual estaba haciendo de antena.
Desconectando el cable al cambiador se fue todo. Entonces se quiso inyectar una
señal débil desde un generador de RF, a través de una cajita con la red que
simula la impedancia de antena (antena fantasma), ver {Sobre_AR}.
Se vio que según la posición de la cajita también había invasión indeseada de
emisoras. Incluso con una caja vacía, con el conductor central conectado a
nada, bien tapada, y colocada a algunos mm sobre el autostéreo, regulando esta
altura se podía encontrar un valor que producía un pico en la intensidad de la
captación. Aparentemente, había captación a través del blindaje imperfecto del
coaxil, y al variar la altura se hacía que la capacitancia cajita - autostéreo
resonase con la inductancia del cable.
* Otra fuente de captaciones resultó ser un modelo de adaptador entre
conectores de antena tipos ISO y DIN. El contacto entre la malla del coaxil y
la masa del conector se realiza mediante los dientes que posee una chapa
integral de éste que se doblan sobre el cable y perforan la aislación externa.
Con esto se ahorra la soldadura pero se crea un riesgo de falso contacto,
{DIN-ISO}:
Según cómo se tuerza el cable, hace o no hace contacto.
* Aunque parezca mentira, puede haber mal contacto de masas entre conectores
BNC macho y hembra. Ante la sospecha de mal contacto al empujarlo para uno y
otro lado, pruebe con un chorrito de lubricante de contactos.
* Al hablar de funcionamiento en clase A, AB, B, C, se supone que la entrada es
senoidal. Si no, la "clase" dependería de la forma de onda. Los clase
C están definidos exclusivamente para salida sintonizada, de banda angosta. Una
salida clase B lineal de banda ancha no es imprescindible que lleve dos
transistores en push-pull, podría ser con uno solo, pero la Vce tendría que ser
exactamente una media senoidal, y ello es imposible por todo el ringing
introducido por el transformador de salida al recibir un impresionante contenido
de armónicas (razón para que el primer componente de una red de banda angosta
no sea un inductor), problema que se reduce mucho al usar un push-pull. Además,
sí obligatoriamente la etapa excitadora debe entregar una señal senoidal, ya
sea porque es en clase A o porque también es push-pull, o de última porque el
acoplamiento es sintonizado.
* A un transmisor de TV en UHF se le agregó una etapa para aumentar la
potencia. Tras ello, se notó que en algunos televisores había que maniobrar con
la sintonía fina para no perder el color, o evitar zumbido en sonido. Mediante
una punta detectora, en {CromAlin} se aprecian las envolventes a la entrada y
salida del amplificador:
En esta prueba, la entrada de video al transmisor era una señal de barras
grises verticales, c/u con igual nivel de subportadora de croma superpuesta.
Más allá de alguna compresión a medida que el nivel se aproxima al negro,
extrañó la gran disminución del nivel de croma. Alguien probó con agregar los
electrolíticos señalados, y el problema se fue.
Estos capacitores están proveyendo un desacople en frecuencias de croma (y
sonido). ¿Pero qué tiene que ver, si a esta etapa no llega 3,58 ni 4,5MHz sino
UHF?. Hay una "rectificación" por parte de los transistores bipolares
internos y esa componente a la f de croma o sonido (y todas las frecuencias de
video más o menos altas) necesita una baja Z para circular libremente.
Dicho de otro modo: una portadora de 500MHz modulada en amplitud con 4MHz es
una onda que 4 millones de veces por segundo aumenta de amplitud, y 4 millones
baja. Durante los 125ns de aumento, los transistores clase B quieren tomar más
corriente de base (que lo que tomarían para ese nivel de gris pero sin
modulación de croma). Si la red de polarización de base no reacciona
rápidamente, la polarización se viene abajo en ese lapso. El culpable de esta
inercia es el choke. Los capacitores de desacople cerámicos con que venía el
circuito, eficaces para la portadora, son de valor insuficiente en el rango de
frecuencias correspondiente a la modulación. Viceversa, con una disminución
instantánea de la RF, la tensión de bias y la ganancia aumentarán.
El resultado es un aplanamiento de la envolvente.
La portadora de sonido, superpuesta a lo ilustrado, sufre idéntico manoseo.
* En un transmisor de FM, a mayor nivel de audio, mayor desviación y por lo
tanto mayor ancho de banda ocupado. Sin embargo, por más que se baje el nivel,
es imposible que el ancho baje a menos del doble de la frecuencia modulante.
Qué lástima: si no, se podría tener una transmisión tan angosta como se
quisiese. Esta ley, que se demuestra perfectamente con la matemática adecuada,
se contradice con lo que uno se imaginaría a primera vista. Para defender la
realidad, no se me ocurre una analogía más adecuada que el siguiente caso
especial.
Pensemos en un oscilador sintonizado por varicap, como lo que se usaría si se
quisiese transmitir en FM, pero sin modulación aplicada. La tensión de RF sobre
éste hace que su capacitancia varíe constantemente a lo largo de cada ciclo.
Digamos que en el pico positivo el varicap posee una capacitancia tal que si se
hiciese la cuenta de la resonancia con el producto LC daría 101MHz. Y que en el
pico negativo daría 99MHz. Con imaginación podríamos considerar esto como si se
aplicase una modulación de igual frecuencia que la oscilación. ¿Y cree Ud. que
lo que genera el oscilador ocupa una banda continua desde 99 hasta 101MHz?. No,
en todo caso es 100MHz con sus correspondientes armónicas, pero nada más en el
medio.
* Bajo ciertas condiciones, en un amplificador de varias etapas sintonizadas,
es legal lograr una respuesta determinada mediante la desintonía deliberada de
ellas. Es lo que se conoce como sintonía escalonada. La ganancia global es el
producto de las ganancias individuales, y como el orden de los factores no
altera el producto no debería importar cuál es la etapa que se sintoniza de tal
manera, cuál de tal otra. Esto en lo que respecta a la forma de la curva total.
Pero hay ciertas consideraciones cuando es importante cuidar el rango dinámico.
Si el sintonizado a la entrada de la 1a etapa termina estando muy corrido,
sufrirá la cifra de ruido general. Y si lo que se corre mucho es el que está
tras la última etapa, se estará desperdiciando la potencia de salida.
Caso concreto: toda una serie de televisores ajustados por la misma persona
tenían problema de achatamiento de pulso de sincronismo en el video detectado.
Las polarizaciones de la tira de FIV eran correctas, la curva era correcta.
Pero el achatamiento en la onda desaparecía al retocar la bobina final anterior
al diodo, pese a que se deformaba la curva en frecuencia. Se descubrió que
ciertas bobinas interetapa que no llevan ajuste estaban fuera de tolerancia en
la inductancia, lo cual obligaba a desintonizar la del detector para recuperar
la forma de la curva.
Pero esto ocasionaba una pérdida de potencia en la señal a detectar. El AGC, al
intentar mantener el nivel detectado, obligaba al último transistor a trabajar
más allá del nivel de comienzo del recorte.
* Un adaptador 50/75 de mínima pérdida sirve sólo si se inserta bien cerquita
del conector. Tiene sólo un resistor de 25ohm en serie. Montado directamente en
el conector de un instrumento de 50ohm permite usar cables de 75ohm. El
instrumento "ve" 100ohm, pero como esa desadaptación existe sólo para
el tramo de cable interno del instrumento, si ésta es pequeña en comparación
con 1/4 de longitud de onda, y si tanto el cable interno como el componente que
determina la Z son realmente de 50ohm, la degradación en la planicidad puede
ser aceptable.
Como no son tan comunes los instrumentos de 75ohm, no hay adaptadores a la
inversa.
* Butterworth, Chebyshev, Cauer... pese a la complejidad que puedan presentar
para el estudiante o principiante, estos tipos de filtro son lo más sencillito
en cuanto a la matemática. Al encarar proyectos de gran envergadura, el
diseñador no se puede dar el lujo de ir a un filtro de uso general como éstos para
simplificar los cálculos, y arriesgarse a que resulte con bobinas de más,
porque los equipos de comunicaciones de algún competidor probablemente se
habrán diseñado con estrategias más inteligentes, con programas más específicos
para la aplicación, y por lo tanto el filtro resultará más económico en
componentes y en mano de obra de ajuste.
Es bien sabido que donde más difícil resulta cumplir con la forma deseada de un
filtro es en la zona donde se pasa de la banda pasante a la atenuada. La
solución clásica es meter más y más bobinas (aumentar el orden del filtro) para
que la curva sea suficientemente cuadrada, pero cuando finalmente se cumple se
observa que se está introduciendo una atenuación demasiado alta donde no se
necesitaba tanto.
Un ejemplo, aunque ya pasado de moda: en la transmisión múltiplex de canales
telefónicos analógicos, una técnica consiste en generar una banda lateral única
con portadora suprimida de 24kHz; en el ejemplo supondremos banda lateral
superior. Ésta se obtiene filtrando una banda lateral doble. Para no molestar
los canales adyacentes, el filtro aparentemente debería cortar bien a ambos
lados de la banda pasante. Pero si se coloca un buen pasabajos antes del
modulador, el pasabanda sólo deberá ser bueno del lado de la banda lateral
inferior, ver {mp25}:
Por otro lado, el pasabajos no es necesario que sea demasiado bueno cuando ya
se adentró varios kHz en la banda atenuada, porque esas frecuencias una vez
moduladas serán fácilmente eliminadas por el pasabanda.
Una vez más: un pasabanda diseñado con matemáticas simples, inevitablemente
tendría una atenuación igual de buena a ambos lados, innecesariamente.
* Los diodos de baja señal... ¿son todos iguales?. No recuerdo en qué circuito
había que poner diodos tipo 1N4148. Por error, en fábrica pusieron FDH333, que
también es un diodo de silicio chiquito, y hubo problemas. Se improvisó el
circuito de prueba {fdh333} a ver qué pasaba:
Se observa que al cambiar de polaridad la onda, el diodo sigue conduciendo (en
inversa) durante un lapso inaceptablemente largo para el circuito donde va.
Cambiándolo por un 1N4148 la conmutación es tan rápida que no se puede apreciar
con esta base de tiempo.
Yendo al manual, nos enteramos que el FDH333 es un diodo optimizado para muy
baja corriente de fugas, para lo cual evidentemente el fabricante debió sacrificar
otras características.
* La frecuencia de transición de un transistor (ft) se define como
"producto ganancia por ancho de banda". Vamos a hacerla más
digerible. En este caso, la ganancia es la de corriente (hfe). Se sabe que
midiéndola a frecuencias cada vez más altas, se llega a una frecuencia por
encima de la cual comienza a bajar a razón de 6dB por octava, o sea, cada vez
que se duplica la frecuencia el hfe baja a la mitad. Por lo tanto, el producto
de la frecuencia (medida en MHz) por el hfe (medido en veces) para esa
frecuencia, da la constante ft (medida también en MHz). Si esto fuese una
recta, para una frecuencia igual a ft la ganancia debería ser 1. Esto no es
estrictamente cierto: ft es en realidad una extrapolación, pero su concepto es
útil para frecuencias no tan extremas.
Mencionemos que un transistor todavía tiene ganancia de potencia algo más allá
de f=ft.
* Se notó que la impedancia de entrada de un analizador de espectro variaba al
barrer, probablemente porque la impedancia del conversor a diodo variaba según
la frecuencia del oscilador local. Esta modulación fue la razón por la que
aparecía una modulación de frecuencia en un VCO al conectar el analizador.
También un frecuencímetro puede tener una impedancia de entrada variable según
se esté muestreando o no la señal de entrada.
* En circuitos de potencia como éste, fig. {No_Vble}...
... no se debe hacer variables L1 / L2. A diferencia de salidas valvulares
clase C, debe respetarse los valores de diseño en vez de buscar la máxima
potencia de salida. Si la carga real no es de 50ohm (o la especificada), deberá
utilizarse un transmatch.
<eof>