Los Trucos
www.qsl.net/lw1ecp  Ing. Daniel Pérez  LW1ECP  danyperez1 {arrroba} yahoo.com.ar

* Andrómeda se encuentra a 2,2 millones de años luz. ¿Cómo cree Ud. que hicieron para medir esa distancia, mandaron un cohete con un cuentakilómetros?. Se hizo con mediciones indirectas, obviamente.
La forma de diseñar en RF y microondas en el Primer Mundo es con un programa CAD (don Smith duerme junto a la regla de cálculo) al que se ingresan los parámetros S de cada componente. Si éstos no están disponibles, o se necesitan para otra frecuencia o condición de funcionamiento, se procede a armar un circuito de prueba y a relevarlos con un analizador de redes. Todo este despliegue de tecnología nos puede parecer tan inalcanzable como lo de mandar el cohete, pero no hay opción cuando se requiere grandes anchos de banda con máxima planicidad, óptimo aprovechamiento de los dispositivos, y mínimo tiempo de desarrollo, todo junto. Cuando no es tan así (p. ej. diseñar para un "nicho" del mercado sin competencia de grandes), y la falta de know-how o moneyware es factor determinante, no se dé por vencido sin considerar el tradicional cut-and-try. Eso sí: no lo quiera bueno, rápido y barato. Demasiadas empresas no tenían tiempo o dinero para hacer las cosas bien de primera intención, pero después parece que sí los tenían para remendarlas. A continuación veremos algunos ejemplos de trucos.

* ¿Cómo estimar lo que pierde un circuito sintonizado, p. ej. a la entrada de un receptor?. Reemplácelo provisoriamente por una red adaptadora L, que es siempre lo que adapta con mínima pérdida, y compare cuánto menos nivel hay que aplicar a la entrada.

* ¿Cómo saber qué topología usar para una red L?. Ésta posee una reactancia en serie y una en paralelo. Teniendo en cuenta que c/u de ellas puede ser inductiva o capacitiva, y que la paralelo puede estar del lado generador o carga, tenemos un total de ocho variantes posibles. Obviamente, si supiésemos las impedancias de generador y carga ya mismo estaríamos echando mano al ábaco de Smith, pero supongamos que no es el caso.
Comencemos por lo más sencillo: agregar una pequeña capacitancia en paralelo, p. ej. con el escarbadientes capacitivo más chico. Si mejora la ganancia, sígala aumentando hasta encontrar el máximo. Si empeora, coloque un inductor bien grande en paralelo y vaya desbobinándolo o sacándole núcleo hasta lo óptimo.
Luego tantee con colocar una reactancia en serie de uno u otro lado. Si se tiene alguna idea de por lo menos de qué lado (generador o carga) está la impedancia más baja, ahí es donde se colocará la reactancia serie, para disminuir los tanteos.
Estos pasos se repetirán iterativamente.
Si ello resultase más cómodo, puede empezarse el tanteo introduciendo una reactancia en serie en vez de la paralelo.

* ¿Cómo medir la frecuencia de resonancia de un LC sin sacarlo del circuito?.
- Acérquele a un costado un lazo (eslabón) conectado al barredor u oscilador variable.
- Del otro, un lazo para el analizador o punta detectora amplificada, y si fuera posible, alejado del primero.
- Si el circuito tiene aplicada la alimentación, conviene que los lazos estén hechos de alambre aislado, máxime si los instrumentos tienen puesta a tierra.
- Se producirá una respuesta con un pico y un pozo, ambos más arriba de la frecuencia real de resonancia, pero lo más cercano a la real es el pico.
Los lazos deben estar lo más alejados posible de la bobina para minimizar error en la sintonía. Es la misma precaución que al usar un dip-meter.
El pozo es por culpa de que algo del campo generado pasa directamente al analizador sin pasar por la bobina, y debería irse más arriba si físicamente se pudiera colocar los lazos en los extremos opuestos.
En la figura QMETRO se ilustra una versión que usa el acoplamiento capacitivo de conductores cercanos (o capacitores físicos si la frecuencia es baja):

Se elegirá una u otra versión según la disponibilidad de masas para los coaxiles.
Si el LC está solo, sin conexión a un circuito, se puede medir una inductancia utilizando un capacitor conocido:
L = 25330 / ( C * f^2 ) donde L es en uH; C es en pF; f (del pico) es en MHz
Elegir un capacitor de valor cercano al que va a tener en el circuito, ya que se estará midiendo el valor de inductancia afectado por la capacitancia parásita lo cual hace que el valor de L medido dependa de la frecuencia.
Y conociendo el ancho de banda a -3dB se puede calcular el Q. Éste es el Q del circuito LC total, no de la bobina, pero en la práctica esto es lo que importa ya que considera la presencia de un capacitor no ideal.
Por último, para evitar la producción del pozo arriba de la resonancia deseada, puede usarse un acoplamiento mixto: capacitivo en uno de los cables, lazo en el otro.

* El truco de determinar la frecuencia de un oscilador batiéndolo contra una emisora, no camina bien si es una emisora de FM: deberá esperar a que no haya casi nada de modulación. Si en su pueblo hay algunos huecos sin emisoras en el dial, es mejor batir contra las armónicas de un oscilador a cristal.

* Si se tiene la suerte de poseer un analizador de espectro, lo que falta para la felicidad completa es un generador con seguimiento (tracking generator).
Mediante conexiones traseras a los osciladores locales del analizador, el tracking crea una frecuencia que coincide con aquella a la que está sintonizado el analizador, en cada momento del barrido. En conjunto ambos instrumentos se comportan como un analizador de redes escalar (no vectorial), utilísimo para levantar la transferencia de dispositivos. Esto normalmente se hace con generador de barrido más punta detectora, pero con el tracking se tiene la demoledora conveniencia de disponer del mayor rango dinámico y la escala logarítmica del analizador.
La mala noticia es que si la adquisición del analizador dejó los bolsillos vacíos, muy probablemente el tracking siga del otro lado del mostrador.
Pero hay una forma de simularlo si el analizador tiene persistencia digital (que lo trazado no se borra hasta el barrido siguiente). Simplemente se lo pone en un barrido relativamente lento, p. ej. 100 ó 200ms/div, y se reemplaza el tracking por un barredor común con la máxima velocidad de repetición posible. De este modo, mientras la ventana del analizador se va desplazando lentamente, en cada punto será alta la probabilidad de que en algún momento la frecuencia instantánea del barredor haya coincidido. Es como el perro que da vueltas continuamente alrededor del dueño mientras éste camina lentamente.
Esta idea se probó con un veterano Wavetek 1801B modificado para 500 barridos/s, y un analizador Advantest R4131DN. Las designaciones de controles que se mencionan más adelante se refieren a esta pareja.
Se pone el analizador en el modo POSITIVE PEAK DET para que la imagen salga más o menos continua, en vez de tener el aspecto de un bosque de rayas verticales adyacentes.
La figura {velAM&B} muestra cómo se va armando la imagen a medida que se reduce la velocidad del analizador.

El precio a pagar es una mayor lentitud para completar cada barrido. Además hay que asegurarse de la exactitud de lo que se está viendo, probando alguna vez con aumentar el BW del analizador o reduciendo su velocidad de barrido a ver si se modifica la curva obtenida, o poniendo el analizador en MAX (memorizar los máximos) y haciendo el barrido del generador manualmente. Por último, las armónicas y espúreas del barredor pueden llegar a molestar bastante más que si fuese un tracking, justamente por carecer del sincronizado de frecuencia.
Si el barredor sólo tiene barrido disparado por los 50Hz de línea, la espera para obtener una imagen completa se hace desesperante. Experimente con agregarle un oscilador diente de sierra externo más rápido. Pero sin abusar: más allá de una cierta velocidad de repetición comenzará a haber problemas porque el circuito del barredor no está preparado para ello. El modelo mencionado comienza a achicar el ancho de barrido al superar los 500 barridos/segundo. También puede resultar lenta la acción del nivelador (ALC), particularmente cuando recomienza el barrido tras estar cortada la RF en el retrazado.

* El barredor citado posee dos bandas: 0 a 500MHz, y 450 a 950MHz. En una oportunidad se tuvo la necesidad de ver una respuesta desde 50 a 900MHz, para lo cual se procedió así: se puso el analizador en un barrido bien lento, como para seguirlo con la mirada, desde 0 a 1000MHz, y el barredor inicialmente en el rango 0...500. Cuando el barrido llegó justo antes de 500 se cambió la posición de la llave de banda y se continuó memorizando en la otra mitad de la pantalla.

* Se necesitaba la máxima ampliación de escala posible en el analizador. Las escalas disponibles son 10dB/div, 2dB/div, y lineal (100% a 0%, o sea desde 0dB hasta infinitos dB negativos). En esta última, entre las divisiones de 100% y 90%, se tiene una relación de 0,92dB. O sea que si se ajusta el atenuador del instrumento para visualizar las partes importantes en las divisiones superiores, logramos una escala de aproximadamente 1dB/div. En la figura {1dB_div} se aprecia la idea, tanto para pantallas de 10 como de 8 divisiones verticales:


* Al usar el conjunto barredor - analizador mencionado, poniendo éste en la escala de 2dB/div se apreciaba claramente la aplanicidad combinada de ambos. Para simular un sistema perfecto se normalizaba conectándolos sin el circuito bajo prueba, pero incluyendo los cables, conectores, adaptadores, etc. que se fuesen a usar, y se utilizaba la función NORM.

* Hablando de planicidad, en un momento se creyó que, tratándose de un instrumento de 3,4GHz, la planicidad de 0 a 500MHz sería perfecta. No fue así: de 0 a 300MHz ya tenía un bajón, para después recuperar un poco. Muy probablemente este comportamiento se repitiese más adelante. Como estos instrumentos tienen una primera conversión a una FI muy alta, las reflexiones internas del conversor a las armónicas del oscilador barrido, y cada producto resultante, modifican en forma impredecible la ganancia de conversión. En general, un analizador de espectro no es lo mejor para medir niveles absolutos, hay que recurrir al bolómetro.
¿Y cómo podíamos saber si la aplanicidad era del analizador o del barredor?. El detector interno del barredor, conectado a salida del propio instrumento, decía que era más plana de lo que hacía creer el analizador. ¿Quién decía la verdad?. El desempate lo dio un detector casero que coincidía bastante bien con el interno.

* ¿Los instrumentos que Ud. usa ya pasaron por otras manos?. Comience por verificar que no haya terminaciones de 50 ó 75 ohm dañadas por aplicación de CC o alta potencia. Si el circuito del instrumento indica que no hay capacitor de bloqueo de CC a la entrada, y que la impedancia de entrada está proporcionada por un resistor físico, éste se puede inspeccionar desde afuera con un óhmetro.
Un buen consejo: deje conectado siempre un atenuador lo más alto posible a la entrada de un instrumento por si le llega mucho nivel.
También es buena idea dejar puesto siempre un conjunto macho - hembra en los conectores de los instrumentos para evitar que se venza o tuerza el pin o receptáculo después de muchas inserciones. Esto es muy recomendable si se está mezclando versiones de 50 y 75ohm en conectores BNC ó N porque los machos de 50 tienen el pin más grueso que los de 75 y tienden a arruinar las hembras de 75.

* Para hacer mediciones de espectro sobre la salida de un transmisor es necesario empezar por atenuar esa señal. Los dos métodos de laboratorio tradicionales son: el atenuador de potencia; y el acoplador direccional, que está restringido en ancho de banda pero además permite medir ROE.
¿Y si no tenemos ni uno ni otro?. Para mediciones poco exigentes tales como frecuencia o monitorear la modulación, se puede acercar el cable del instrumento al compartimiento de la etapa final de modo de captar por capacitancia, o agregarle una espira para acoplar inductivamente. Si el ambiente está bastante cargado de RF, bastará con un chicote que haga de antena.
Pero olvídese de usar el aire como atenuador cuando va a verificar cosas de banda ancha, tales como transmisores de televisión: la multitud de reflexiones en la planta transmisora y adyacencias se manifiesta como una grosera deformación de la respuesta de esa atenuación. Cuesta convencer al cliente que no se puede monitorear una transmisión de TV al pie de la torre, y no porque llegue demasiada señal al televisor.
Como ejemplo de la gravedad, mencionemos que al intentar medir así el espectro de un transmisor de TV en UHF, si bien la portadora aural estaba realmente a -10dB de la de imagen, ¡en el analizador aparecía como más fuerte!. Y eso que está a sólo 4,5MHz, una distancia porcentualmente pequeña. Se decidió desconectar el cable a la torre, y en esa salida poner el analizador a través de algún atenuador más adecuado que el aire. No había una casa de instrumental en cientos de km a la redonda, así que se decidió explotar la pérdida de un cable (los números son ficticios pero el caso fue real):
- Se tenía un rollo de RG58 con espuma, que según un viejo Radio Amateur's Handbook pierde 7,1dB por cada 100 pies en 420MHz. O sea 0,233dB/m.
- En 600MHz debe aumentar en [raíz cuadrada de (600/420) ] = 1,43, o sea se va a 0,278dB/m
- El rollo tenía 51 vueltas de unos 50cm de diámetro,. o sea PI*51*0,5 = 80,1m.
- O sea 22,4dB, unas 174 veces en potencia.
- Como la potencia de salida es 10W, llegarán 57mW al par de atenuadores colocados a la entrada del analizador (eso sí, son de CATV, 75ohm en vez de 50 ohm, pero en medio del campo era imposible ponerse en exigente...), potencia que deben tolerar perfectamente.
La atenuación conseguida no es nada plana, pero alcanza dentro de la banda del canal.
Como anécdota, causó extrañeza en principio el elevado nivel de basura observado en frecuencias de algunos MHz. Es que el coaxil prácticamente no atenúa en esa zona, y deja pasar tal cual residuos tales como componentes de 4,5MHz generados por batido entre las portadoras mediante las alinealidades de la etapa final. En otra oportunidad en que el resistor de carga estaba accesible, se atenuaron bastante los residuos conectándole una bobina de pocas vueltas en paralelo, que se comporta como un cortocircuito para las bajas frecuencias.
En otra oportunidad se quiso medir la potencia rectificando la tensión en el conector de salida con un 1N60. Al superar unos 35V rectificados se pinchó. Se reemplazó por un 1N4148 que anduvo Ok. Para determinar si la inclusión de este diodo molestaba, se miró con el analizador (tras el consabido atenuador) si el nivel de salida era afectado.

* Al abarcar una banda relativamente angosta con un analizador de espectro, está la posibilidad que esté inadvertidamente sobrecargado por una señal fuerte fuera de esa banda, ver figura {sobrecar}:

Atenúe la entrada del instrumento: si lo que ve en pantalla baja menos que la atenuación introducida, el problema existe. Un ejemplo puede darse al medir la salida de un conversor de banda ancha: el residuo del oscilador local es mucho más fuerte que la FI, y probablemente no se advierta porque cae fuera de la pantalla.

* Al usar un cierto analizador, se notó que cuando la frecuencia aplicada a su entrada era de 70MHz, el pastito (línea base) se levantaba a todo lo ancho de la pantalla, sin importar en qué rango estuviese barriendo. Ello se debía a que la 2a FI del analizador era de 70MHz: una cierta porción de energía de la entrada llega hasta la 2a FI sin depender de las conversiones de frecuencia. Si esta señal está barrida en frecuencia, se visualizarán momentáneos levantamientos del pastito en lugares inesperados.

* Para averiguar qué frecuencia es la que estaba interfiriendo en una recepción de TV, se puso una trampa variable en antena (una bobina al aire en paralelo con un trimmer, y en serie con la línea), se varió buscando mínima interferencia (tramado) en la pantalla, se sacó, y se midió en qué frecuencia quedó, con el método descripto en esta nota. Desde luego que el método es difícil de aplicar si hay más de una frecuencia interferente con amplitudes similares.

* ¿Cómo se hace para hacer mediciones de RF en un punto intermedio de un circuito, sin interrumpirlo o si no es de 50 ó 75 ohm?. En CC y audio estamos acostumbrados a evitar molestar un circuito usando un téster u osciloscopio con muy alta resistencia para no cargarlo. En RF lamentablemente no abundan las puntas de medición de alta impedancia; ni sueñe con que mantengan 1Mohm en 100MHz, pero puede recurrirse a un truco que se ilustrará con la figura {tp_ya}:

Sabiendo que la corriente media de un transistor bipolar varía algo con el nivel de la señal aplicada, basta con mirar con el osciloscopio las variaciones de tensión de CC en su resistor de emisor (A), y hacer de cuenta que está conectado a una punta detectora de impedancia infinita con respuesta cuadrática. Se sobreentiende que el capacitor de emisor no debe ser de tan alto valor como para molestar a la frecuencia de barrido. Como la variación de tensión es pequeña frente al valor medio, se debe acoplar en CA, y usar la máxima sensibilidad posible, agregando si es necesario un preamplificador de CA. Aumentar o disminuir 3dB el nivel de la RF a la entrada para saber si no se está produciendo deformación de la curva por excesivo nivel. Si el emisor está a masa para la CC (B), puede observarse el valor medio de la tensión en base intercalando un choke o resistor, o bien usando la tensión de colector si no está unido directamente a la fuente para la CC, y si ésta está libre de zumbido.

* En el puesto de calibración de sintonizadores de TV, se quería medir la respuesta de RF por el método de la variación en la tensión de emisor del transistor conversor. Para poder ver algo hacía falta meter mucha RF por antena, y el transistor saturaba por la alta excursión de FI en su colector. La solución ideal era cortocircuitar el colector para la señal. Como la impedancia que ve el colector es la de carga, multiplicada por la relación de transformación del tanque de salida, se creyó que bastaría con cortocircuitar la salida de FI. Error. Esto AUMENTÓ la excursión en colector del conversor, si bien en una f corrida. La red de salida era tipo PI, para la cual la fórmula tradicional para la relación de transformación deja de ser válida fuera de un cierto rango de impedancias de carga. Lo correcto fue buscar una R que produzca el mayor amortiguamiento posible.

* Si se necesita saber con exactitud la tensión de RF en un lugar, emplee el método de sustitución. Supongamos tener una serie de etapas terminada en un detector, y se quiere saber qué tensión de RF hay en un punto intermedio cuando tenemos una tensión detectada x. Entonces se apaga la excitación normal del circuito, y se aplica en el punto en cuestión una tensión de RF conocida con la menor impedancia posible (p. ej. un generador de 50 ohm cargado con 50 ohm), y se la varía hasta lograr la misma salida x. La condición para que este método sea válido es que la impedancia del punto excitado sea suficientemente alta, p. ej. un colector, paradójicamente lo que resultaría más inconveniente si se hiciese una medición convencional, con punta.

* Combinando el método de forzar tensión en un punto con el de medir variaciones de polarización, puede conocerse los mV de inyección del oscilador local en un conversor: reemplazar momentáneamente dicho oscilador con el generador conocido, y variar su nivel hasta tener la misma tensión de emisor, leyéndola en un voltímetro de continua con suficiente resolución.

* No existen detectores con respuesta que siga una ley matemáticamente simple.
La ley lineal (doble CC para doble RF) es sólo una aproximación para niveles detectados bien altos, digamos más de 0,5V CC; y la cuadrática (cuádruple CC para doble RF) vale sólo hasta unos 50mV CC. Si la frecuencia es lo suficientemente baja como para permitir el uso de operacionales de RF (un centenar de MHz para los más rápidos disponibles actualmente), puede echarse mano del tradicional detector linealizado por realimentación.
Pero lo más probable es que convenga modificar las cosas como para que la alinealidad no moleste. Si se quiere hacer, digamos, un medidor de nivel calibrado en dBm, en vez de escribir los dBm en cada lugar de la escala del instrumento de aguja, se puede colocar un atenuador por pasos confiable a la entrada del aparato, y las instrucciones de uso serán variarlo como para lograr una determinada posición de la aguja. Es obvio que la linealidad no importará en absoluto, sólo la exactitud del atenuador.

* Cuando se coloca un filtro entre cierto conjunto de generador y carga, hay infinitas configuraciones posibles para ese filtro que producen la curva deseada, pero sólo una que además produce máxima transferencia. Si no se conocen las impedancias de generador y carga, y el filtro se fue probando al tanteo, haga esto:
- Intente obtener la curva de respuesta correcta.
- Tome nota del nivel donde están los máximos dentro de la banda pasante, que es donde se *supone* que la adaptación debería ser perfecta.
- Ahora defórmela desintonizando un poco alguno de los LC.
- Si la curva sube en alguna frecuencia dentro de la banda pasante, es porque el filtro no estaba bien adaptado: o sea, se estaba desperdiciando transferencia para lograr la forma de la curva. En ese caso deberá reintentarse con otros valores, p. ej. acoplar más del lado generador y menos del de la carga, o viceversa, y repetir estos pasos.

* Veamos otro enfoque de lo anterior:
Se necesita poner un pasabanda simple sintonizado entre un generador de impedancia conocida, y la entrada de un transistor cuya impedancia no se conoce. Pero las fórmulas exigen conocerla. ¿Qué hacemos entonces?.
- Comencemos por el caso en que Z1 es conocida, y supongamos que Z2 es igual, y calcule los componentes (figura {Z1distZ2}). Lógicamente, se obtendrá valores iguales para C1 y C2.

- Arme el circuito, ajuste inductancia o capacitancia para la frecuencia deseada, observe la transferencia y ancho de banda.
- Suba o baje un poco C2 (el que va a la impedancia desconocida). Si en alguna de las direcciones la respuesta aumenta, es porque Z2<>Z1.
- Siga modificándolo en la dirección en que mejora, hasta obtener la máxima transferencia.
- Lógicamente, cada vez que se modifique C2 será necesario retocar C (ó L) para mantener la frecuencia del pico.
- Cuando se haya alcanzado la meta, un cambio en C2 en cualquier sentido hará disminuir la altura del pico.
Nota: aunque estamos hablando de Z2 desconocido, la configuración utilizada para la ilustración supone que, por lo menos, Z2 sea menor que la resistencia paralelo que el 2º sintonizado necesita ver.

* Si AMBAS impedancias son desconocidas, habrá que variar también C1. Pero para cada valor de C1 habrá un valor de C2 que maximice la ganancia, por lo que habrá infinitas combinaciones aparentemente correctas de C1 y C2. ¿Recuerda que para resolver un sistema de ecuaciones con 3 incógnitas hace falta que sean 3 las ecuaciones?. Bien, si las incógnitas aquí son C1, C2 y C, las 3 ecuaciones son ganancia, resonancia y ancho de banda. Efectivamente, habrá que toquetear los 3 capacitores para que también se cumpla el ancho de banda deseado.

* Para tener iguales Q en ambas ramas de un doble sintonizado (referirse a la figura {2sint_1Q}):
- "A" es la topología que se desea determinar.
- Adoptar valores convenientes (tema tratado en otro punto) de C y L.

- Comencemos por armar la 1a sección, "B", acoplando el analizador a través de una capacitancia lo menor posible.
- Tantear C1 hasta lograr el ancho de banda deseado (C se deberá retocar concordantemente para restablecer la frecuencia central).
- Ahora armamos la 2a, "C", y será el generador lo que se acople muy ligeramente.
- Tantear C2 para ancho de banda, y retocar C.
- Finalmente, armar la configuración final, y variar Cc para máxima planicidad, o el ripple deseado.
Nota: cuando se habló de "ancho de banda deseado" en los pasos en que hay un solo LC, como primera aproximación usar el valor que deberá tener el circuito al final, fijarse en cuánto quedó al armar el doble sintonizado, e iterar los pasos para corregirlo. P. ej. si resultó 1,5 veces el deseado, volver a los pasos A) y B) y obtener un ancho 1,5 veces menor.
Otra nota: la topología ilustrada supone que las impedancias de generador y carga son suficientemente menores que lo que debe ver cada sintonizado.

* Regla de buen cubero: si un sintonizado simple tiene un capacitor C, y los capacitores de adaptación son Ca1 y Ca2, a los efectos de calcular la frecuencia de resonancia es buena aproximación suponer que la bobina "ve" una capacitancia igual a C + Ca1 + Ca2, si Q>10.

* Y en un sintonizado doble, acoplado con un capacitor Cc, éste afecta la frecuencia central aproximadamente como si CADA sintonizado tuviese un Cc agregado en paralelo.

* En un doble sintonizado al que ya se le midió el ancho de banda, si se lo quiere disminuir 10%, los capacitores de acople se deberán bajar un 10%, y los de adaptación de impedancia un 5%

* La figura QDISTINT ilustra otro síntoma indicativo de Qs distintos.

Preste atención a la diferencia entre las figuras: al desintonizar el LC con mayor Q cargado se observa claramente cómo se corre un pico; pero si el que se desintoniza es el de bajo Q la curva se deforma sin destacarse demasiado un pico que siga al LC modificado: sigue predominando el del LC no tocado. Si ambos Q coincidiesen, se debería obtener dos picos que mantengan aproximadamente la igualdad de altura al desintonizar.

* Juguemos con los valores de una red para insistir en lo anterior (figura {toqueteo}):

1) Esto es un pasabanda con:
fo = 68MHz; BW(-3dB) = 3,5MHz; Pérdida mínima = 6dB; Pozo = aprox. 0,4dB
2) Pese a la gran diferencia de resistencias terminales, la curva se mantiene bastante parecida a la del anterior: bastó con retocar el C de acoplamiento. Pérdida mín. = aprox. 13dB
3) Este es nuevamente el circuito 1), con Qs iguales pero se desintonizó el 1er LC. La curva ahora tiene una joroba en 80MHz y otra en 76, pero con *IGUALES* atenuaciones.
4) Si se hace lo mismo en el circuito 2), con Qs distintos, la joroba de 76MHz (la del LC con mayor Q) tiene *10dB* menos de pérdida que la otra.
 
<eof>