Malditas Oscilaciones!
www.qsl.net/lw1ecp  Ing. Daniel Pérez LW1ECP

La mayor parte de este capítulo se tomó de "Esas Malditas Oscilaciones", Electrónica Práctica #111, 114 y 116, Abril a Octubre 1985 (Ver también "Si Hay Problemas").

"Los amplificadores oscilan, y los osciladores no arrancan" (anónimo).
Hace unos cuantos años ya, quien escribe acababa de construir y ajustar en vacío un regulador discreto de 5V. Al conectar la carga, era de esperar una leve disminución en la tensión de salida. Para su sorpresa la tensión aumentó, lo cual contradecía toda explicación lógica. Como la variación no era importante y todo el circuito funcionaba bien, las cosas se dejaron así, y el hecho permaneció en la bolsa de las anécdotas. Hoy se tiene una buena idea de lo que ocurrió: la fuente estaba autooscilando, más que seguro, lástima que se carecía de osciloscopio para atestiguarlo.
A continuación, comentaremos varios casos de oscilaciones que afortunadamente se presentaron cuando se contaba con el instrumental o conocimientos necesarios para detectarlas, razonar su causa, y eliminarlas.
 

* Marzo 2017. En el amplificador de la figura inicialmente se había elegido el valor de C2 para que en la frecuencia de trabajo más baja tuviera baja reactancia frente a la impedancia de entrada de Q1, y C para baja reactancia frente a la hib ( = hie / hfe) de Q2. La simulación mostró un pico inesperado en el extremo de baja frecuencia. Esto se debe a que para el lazo cerrado se encuentran dos desfasajes producidos por esos capacitores. La solución fue emplear un C mucho mayor que el inicial para alejar los polos.

 

 


* Analicemos en {3xNPN} una forma poco conveniente de disponer etapas en cascada acopladas a RC (por simplicidad se obviaron las redes de base y emisor):
 


 

Si la resistencia interna de la fuente no es suficientemente baja (como ocurre cuando se gastan las pilas) el bombeo de corriente que sobre ella ejerce mayormente la última etapa se traduce en una variación de tensión que, realimentada a etapas anteriores, produce el efecto de tableteo (motorboating). En la figura se resaltó este lazo de realimentación positiva. La reacción lógica del experimentador es colocar un generoso capacitor de desacople en la alimentación, pero muchas veces lo único que se logra es simplemente bajar la frecuencia del tableteo.
Investiguemos en B) lo que ve la entrada de Q2 en alterna. Llamemos Vs a la componente alterna en la línea de alimentación; se la representó con un generador de tensión, despreciando Ri. A Q1 se lo consideró como un generador de corriente ideal; Ic1 es su componente alterna. Aplicando el equivalente Thevenin se lo transformó en uno de tensión. Se ve claramente en C) que las perturbaciones de la alimentación se mezclan con la señal deseada.
Qué pasa si probamos con usar un PNP en Q2, como muestra {conPNP}?:
 


 

Ahora, la juntura BE de Q2 recibe únicamente la señal deseada. No importa que la base siga recibiendo las fluctuaciones: las mismas también están aplicadas al emisor, así que se cancela su efecto.
Conviene fijar bien el siguiente concepto. Consideremos a Q1 solo, con su R1, sin conectarle Q2. La tensión de salida es originada al pasar por R1 la corriente de señal de colector. Pero donde esta tensión aparece, si hablamos rigurosamente, es entre una pata de R1 y la otra, NO entre colector y masa. Sólo se puede afirmar lo segundo si la alimentación estuviese perfectamente desacoplada. Caso contrario, como la señal a amplificar está referida no a masa sino a la alimentación, nada más lógico que conectar a ésta el retomo (emisor) del transistor siguiente.
Si lo anterior se entendió, no habrá duda para encontrar el por qué de {C_en_PNP}:
 


 

En casos rebeldes de tableteo, habiendo cuidado estos detalles y resultando ineficaz el desacople con electrolíticos, pruébese con alimentar las etapas con un regulador paralelo a zener, o un regulador de 3 patas: son "desacoples" eficaces para toda frecuencia hasta cero.
Si vamos a lo estricto, y decidimos no despreciar la impedancia de salida de Q1, en el caso de {C_en_PNP} resultará aplicada una pequeña porción de Vs a Q2. También por la polarización de base de Q1 se puede colar acoplamiento.
Por último, aunque los acoplamientos indeseados no sean tan fuertes como para causar oscilación, es posible que de todos modos estén produciendo una inaceptable alteración de la respuesta en frecuencia.
A la derecha de la figura se agregó una explicación de por qué pequeños disturbios en la alimentación pueden perjudicar notablemente al clásico astable. En el momento de tomar la foto, Q1 está al corte con tensión negativa en base, y Q2 saturado. Si por causa de otras partes del circuito hay un pequeño descenso de la alimentación, éste encuentra un camino bastante cómodo hacia la base de Q2 pudiendo sacarlo de saturación, lo cual inicia un nuevo ciclo prematuramente.

* "La Rebelión de las Masas" no es un libro de electrónica, pero bien se podría escribir una enciclopedia sobre los dolores de cabeza que ocasionan los acoplamientos por masas. Porque uno puede dibujar todos los simbolitos de masa que se le ocurra en el circuito sobre el papel, confiado en que cuando lo vaya a armar todos ellos constituirán una misma conexión de retomo, un potencial cero. Un drenaje para los electrones, así como las aguas servidas se tiran por la cloaca. Pero resulta que el vecino también hace lo mismo, con el resultado que si las cañerías no están bien calculadas, el agua retorna por la rejilla.
Ilustremos un caso de acoplamiento por masas muy común entre los audioarmadores novicios, ver {Rmasa}:

 

En el conexionado erróneo, la caída de tensión originada sobre la resistencia del chasis al circular la corriente del parlante, queda aplicada sobre el circuito de entrada del preamplificador. Y aunque tal resistencia sea muy baja, digamos una milésima de ohm, una corriente de varios amperes desarrollará una ddp de varios mV, el nivel máximo de una entrada de fonocaptor!.
En el conexionado correcto, hay un solo punto de unión al chasis, lo cual permite mantener bajo control las circulaciones de corriente por los retornos (NOTA: la ubicación sugerida de la masa única es sólo a los fines de ilustrar una solución; puede discutirse su ubicación más conveniente).
{RmasaRF} es una versión en RF de las masas con circulación de señal:
 


 

(Nota: en alta frecuencia lo que más importa de las líneas de masa es su reactancia inductiva más que su resistencia). El acoplamiento a transformador permite independizar bien las masas de ambas etapas, cosa imposible con la derivación capacitiva.
En realidad, el primer caso no es malo en sí mismo, pero es susceptible de sufrir realimentaciones indeseadas cuando se producen los llamados lazos de masa, {LazoMasa}:
 


 

Parte de la diferencia de potencial de masas producida por la corriente de Q2 queda aplicada al circuito de entrada de Q1.
La mayor parte de las veces no son tan evidentes estos lazos. Sólo resta sentarse con paciencia frente al generador de barrido y empezar a cortar masas de impreso con un cuchillito hasta hacer desaparecer las cosas raras en la curva. Se corta una masa, y si no es la culpable se la vuelve a unir y se prueba con otra.
Un caso rebelde de lazos de masa se dio cuando se intentó acoplar un CI tipo TBA1440 o TDA440 (amplificador y detector de FIV) al filtro de FI. La entrada del CI es balanceada, y puede usársela con un transformador balanceador, o bien en forma desbalanceada mandando una de las patas a masa, {EntraTDA}:
 


 

La opción desbalanceada fue descartada ya que, si bien no llegaba a producir oscilaciones, sí presentaba severa deformación de la curva al aplicar tensión de AGC para máxima ganancia, aún tomando precauciones con el recorrido de las masas.

* En la construcción de un voltímetro digital con display de LEDs debe cuidarse que la elevada corriente de éste no retome por un camino de masa común a la entrada analógica. Si ello ocurriese, se produciría el efecto de una lectura distinta de cero teniendo cortocircuitadas las puntas de medición, y que además cambia continuamente con cada período de conversión.
Para explicar el porqué de lo último, consideremos el ejemplo de {MasaDigi}.
 


 

En un voltímetro de 4 dígitos con resolución de 0,1mV, la indicación inicial es 0000. Estos cuatro ceros implican 24 segmentos encendidos. La corriente de éstos desarrolla una tensión de, digamos, 1,5mV en el retomo de masa. Si esta tensión queda aplicada a la entrada analógica, la próxima indicación será 0015. Como ahora son 19 segmentos, se generarán unos 1,1mV en la masa y la indicación subsiguiente será 0011, y así continúa indefinidamente la exhibición de basura.
Todos los integrados de convertidor analógico a digital que incluyen excitadores de alta corriente poseen patas independientes para la masa analógica y la digital (el caso de BIEN).

* En el desarrollo de un televisor B/N se advirtió una anomalía en el rango de captura del oscilador horizontal. Estando enganchado, permanecía así en casi toda la rotación del potenciómetro correspondiente. Girándolo totalmente, digamos a la derecha, se lograba desengancharlo. Para lograr la captura normalmente se debería girar a la izquierda, sin llegar al centro. Pero en este caso era necesario pasarlo de largo. Si entonces se cambiaba momentáneamente de canal (para provocar la pérdida del sincronismo), era necesario girar hacia la derecha pasándose del centro, nuevamente. Esto significa un rango de captura negativo, algo totalmente inexplicable con la teoría de los lazos por enganche de fase.
Una forma práctica de determinar el ancho de banda del AFC horizontal es contar la cantidad de barras diagonales en la pantalla justo antes de la captura del sincronismo. Una cantidad típica es ocho. Pues bien, en el caso que nos ocupa era una sola, y además esta condición se mantenía anormalmente estable sobre un buen ángulo de rotación del control. Cuando se quiso ver los pulsos de sincronismo horizontal aplicados al detector de fase se encontró que algunos venían correctos, otros destrozados, según que llegasen justo cuando en la pantalla las líneas apareciesen momentáneamente con la fase correcta o no. Al mirar la tensión en la línea de AGC se encontró una perturbación triangular con una frecuencia correspondiente a la diferencia entre la frecuencia horizontal de la emisora y la del oscilador propio.
Esto es lo que ocurría. Como es tradición en todo AGC gatillado, el nivel de los pulsos de sincronismo es muestreado en el momento del retrazado del flyback cuando el horizontal está enganchado. Y cuando no lo está, el AGC debe ser lo suficientemente rápido y estable como para responder adecuadamente en los ocasionales momentos de coincidencia. Por lo visto, se estaba ante un caso de lazo de AGC sub amortiguado: aumentando el valor del capacitor en la línea de AGC se normalizó por completo el problema del horizontal.

* Otro problema en el mismo televisor se producía al juntar todas las partes para introducirlas en el gabinete: el pulso de sincronismo aparecía groseramente deformado, y esto afectaba aún más a los delgados pulsos de ecualización, provocando pérdida del entrelazado. Se determinó que la cercanía del flyback inducía pulsos en los cables que llevan AGC y Vcc al sintonizador, produciendo una modulación de su ganancia justo en el momento del sincronismo horizontal. Estas captaciones se eliminaron desacoplando ambas conexiones con electrolíticos, soldados directamente sobre los respectivos capacitores pasantes del chassis del sintonizador, no en la plaqueta principal.

* Ahora vamos a zambullimos en la historia de un circuito que, bajo un manto de aparente sencillez, escondía toda una orquesta de oscilaciones y negativas a oscilar, {4011a}:
 


 

Se trata de una cadena de divisores por 2 excitada por el astable G1 + G2 conectados como disparador Schmitt. Este oscilador tiene una configuración especial diseñada para satisfacer condiciones de otras partes del circuito no ilustradas: el capacitor de temporización debe tener una pata conectada a masa, y la onda generada debe ser asimétrica.
Desde que se alimentó por primera vez, el circuito se negó terminantemente a producir ni un solo ciclo, pese a modificaciones varias en los valores. En la figura se indican las tensiones obtenidas en esta condición estática. Si las cosas anduviesen bien, G1 tendría que tener casi 0V en su salida para descargar a C1 hasta un nivel tal que la tensión en la entrada de G1 fuese interpretada como 0 lógico. En ese momento, su salida pasará a 1, cambio ayudado por la realimentación positiva proporcionada por G2. Entonces, C1 quedaría libre para cargarse a través de R1, hasta que G1 volviese a interpretar un 1 en su entrada, repitiéndose el ciclo.
Pero algo no andaba bien, y el pretendido oscilador seguía más empacado que una mula. Llamaba la atención la relativamente elevada tensión en salida de G1.
Se probó hacer un cortocircuito en este punto: C1 se descargó lo suficiente como para que al retirar el corto el circuito cambiase de estado, y luego cayese nuevamente en la condición anormal. Esta excesiva tensión de G1 está originada por el hecho de que su transistor N conectado a masa no tiene una resistencia de canal suficientemente baja frente a las corrientes que le envían su compañero P y los resistores R1 y R4. Las causas de esta alta resistencia son:
a) Los inversores G1 y G2 son en realidad compuertas NAND con las dos entradas conectadas entre sí: y las NAND CMOS de la serie UB (sin buffer) tienen en su salida, no un transistor a masa, sino dos transistores N en serie, lo que implica mayor resistencia en el estado 0.
b) El CI está alimentado con una tensión relativamente baja, lo que disminuye su capacidad de corriente aún más.
c) G1 está trabajando con tensiones de entrada próximas a Vdd/2 en vez de Vdd y Vss como sería en un circuito puramente digital: entonces sus MOS de enriquecimiento no reciben una Vgs suficiente como para que conduzcan plenamente.
En dos palabras: falta ganancia.
Se decidió reemplazar el CI por otro 4011 pero de la serie B. Como ésta posee buffers en la salida, se resuelve el problema (a) de los transistores en serie, y como la característica de transferencia es bien neta debido a la alta ganancia se resuelve el (c). El oscilador arrancó de entrada. Pero ahora apareció el clásico problema de las compuertas con buffer cuando se las usa como circuitos lineales: en las transiciones de estados se encontraron varios ciclos de autooscilación de alta frecuencia.
Aparentemente no estorbaban el funcionamiento del multivibrador, pero como hay un contador a continuación se decidió filtrarlos con un integrador RC. Por sencillez, se hizo que la C de esta red estuviese constituida simplemente por la capacitancia de entrada del contador (en el orden de 5pF) y se usó R = 100kohm. Como el 4040 posee un Schmitt en la entrada de clock, no perjudica la disminución en la velocidad de los flancos causada por el integrador.
Pero no acabaron aquí los problemas. Se encontró que en la salida Q1 los pulsos tenían la misma frecuencia que el clock!. Sospechando que el primer flip-flop estuviese dañado, se cambió el CI, pero la falla persistía. Lo curioso es que eliminando el resistor en serie el circuito funcionaba correctamente, ignorando la autooscilación. E incluso, sin sacarlo, también se normalizaba al posar la punta del osciloscopio sobre el clock. Se dedujo que había un acoplamiento capacitivo entre las líneas de Q1 y clock debido a su proximidad (patas 9 y 10 respectivamente). Al colocar una alta impedancia (el resistor de 100kohm) en la línea de clock, este acoplamiento desarrolla un pico sobre ella cada vez que Q1 cambia de estado; y según el sentido de la transición obliga al primer FF a producir una "flipflopeada" de más. Lo que ocurre al conectar el osciloscopio es que la capacitancia a masa de la punta reduce la amplitud de los picos: la solución adoptada fue colocar un capacitor de 33pF a masa en la entrada.
Persistía sin embargo el empecinamiento por resolver el problema conservando la versión UB del 4011.
El oscilador se había diseñado pensando un poco en la circuitería de temporización del 555: R1 carga a C1 y determina la duración de un estado; R4 lo descarga y determina la del otro. Pero mientras G1 está tratando de descargar a C1, la corriente de R1 se opone a ello. Lo lógico sería sacarse de encima a R1 mientras dure la descarga, y así se hizo, {4011b}:
 



* Cuando las varias compuertas o inversores de un mismo integrado CMOS se emplean para varios osciladores RC, y pasan cosas raras (osciladores que se enganchan con otros, etc.), cabe sospechar de las resistencias internas que estos integrados poseen en las conexiones de Vdd y Vss, que pueden estar introduciendo interacciones por ser comunes a todos los osciladores.

* Veamos este receptor de AM con amplificador de AGC, {AGC_AM}:
 


 

La componente de CC del detector está aplicada a Q4, que roba parte de la polarización del 1er. amplificador de FI. Con señales más fuertes, Q4 conduce más haciendo bajar la ganancia de Q2.
Con esta configuración se obtiene un muy buen nivelado de las señales. Pero en un principio no se había colocado R2, y se advertía una regeneración en baja frecuencia de audio cuando la señal era muy fuerte.
Como es tradicional en el estudio del arranque de las oscilaciones, comenzaremos por suponer una perturbación inicial, por ejemplo una tendencia a aumentar la tensión detectada. Q4 intentará conducir más para bajar la ganancia de Q2, pero la red R1/C1 retrasa un poco este efecto (la misión de esta red es hacer que a Q4 llegue únicamente el valor medio de la tensión rectificada, el proporcional a la portadora, y debe detener la frecuencia más baja de audio). Los circuitos sintonizados de FI introducen otro retardo. Si este efecto no le resulta evidente, supongamos que la señal se interrumpiese de golpe: los LC seguirían oscilando por algunos ciclos más, como alargando o retardando la portadora. De igual forma, las modulaciones de la amplitud son retardadas, tanto más cuanto más angosta sea la selectividad. A esto se llama retardo de grupo.
En alguna frecuencia de audio, el desfasaje total de R1C1 más el del canal de FI llega a ser de 180°. Si la ganancia de lazo es mayor que 1 en esta frecuencia, el circuito autooscila. Qué significa "ganancia de lazo mayor que 1"?. Que ante una determinada variación de la tensión detectada, el circuito genera una variación contraria mayor, que se realimenta positivamente. Al parecer, esta condición se alcanza sólo con señales fuertes, que hacen que Q4 conduzca más fuertemente, aumentando su transconductancia. Además, cuanto más cerca esté Q2 del corte, tanto mayor será la cantidad de dB que baje la ganancia de FI por cada uA de reducción en su corriente de base, lo cual modula en forma más pronunciada la portadora de FI, o sea una causa más de aumento en la ganancia de lazo. En un principio se pensó en limitar la transconductancia de Q4 con un resistor en su emisor, pero se descartó pues su Vce ya es baja aún cuando no conduce ( coincide con la Vbe de Q2) y la caída sobre este resistor lo acercaría aún más a la saturación con corrientes elevadas. Se optó por lo tanto por el uso de un resistor de varios Mohm en serie con la base.

* Hay situaciones que pueden interpretarse erróneamente como autooscilación cuando en realidad son ondas amortiguadas en un circuito RLC. Tal el siguiente caso de una etapa de potencia de RF, tomado de un comentario en una QST, ver parte A) de {C_colect}:
 


 

La red en L hace que el transistor vea una carga resistiva de 36ohm pero solamente en la frecuencia de trabajo. Para las armónicas, el circuito es prácticamente la inductancia de 0,51uH, que resonará con las capacitancias parásitas en alguna frecuencia, en este caso unos 60MHz (el período de 16ns ilustrado). La solución correcta es utilizar un circuito pi o cualquier otro que posea un capacitor importante a masa en la conexión del colector.
Otro caso de aparente oscilación que no lo era, producía la destrucción reiterada de un transistor de salida horizontal en un televisor. Junto con la muerte del transistor de fuente conmutada, esta es una de las fallas más odiadas por el telerreparador. Después de poner un transistor nuevo, se investigó la forma de onda de colector alimentando al televisor con baja tensión, mediante un variac. Como la punta del osciloscopio no resiste tensiones tan elevadas, simplemente se la ubicó a 1cm de la carcaza del transistor para tener acoplamiento capacitivo.
No se anotó la forma de onda en ese momento, pero era algo así como en la parte B). Aparentemente, habíamos dado con el problema: la forma de onda de la excitación en base mantenía cortado al transistor por un tiempo excesivamente prolongado tras el retrazo, de modo que habían oscilaciones amortiguadas cortocircuitadas sólo en su semiciclo negativo por el diodo amortiguador.
Pero esta medición se estaba efectuando en una condición muy anormal: alimentando al oscilador y al excitador con la tensión normal mediante una fuente separada se fueron las montañitas de abajo. Pero lo que seguía sin gustar era la amplitud de las montañitas en el pulso de retrazado. Es normal que estas se presenten, pero en forma menos marcada, ya que el secundario del flyback está sintonizado a la 5a armónica (o a la 3a en un blanco y negro) de la frecuencia correspondiente al período del retrazado.
Recordando lo de la etapa de salida de RF, se decidió investigar el capacitor en paralelo con el primario. En realidad era una red de varios capacitores del orden de las decenas de nF, conectados a un circuito de corrección. Uno de ellos estaba abierto. Cambiándolo se normalizó la forma de onda. De paso mencionemos que este componente no puede ser de poliester metalizado sino de película de poliester + hoja metálica (film/foil) debido a los elevados picos de corriente que debe soportar.

* De un manual de TRW se extrajo un amplificador de banda ancha de 30 dB, para 5 a 500MHz {LT4785a}:
 


 

Estos transistores tienen dos patas para el emisor unidas internamente, para reducir la inductancia de esta crítica conexión. Se lo modificó para alimentación de 12V con positivo a masa {LT4785b} tras el análisis de continua B) para respetar las polarizaciones:
 


 

Se utilizaron capacitores chip (sin patas). Como a este circuito no se lo iba a usar con frecuencias inferiores a 270MHz, se decidió achicar los capacitores de acople y de desacople. Además, se suprimió gran parte de la red de compensación de frecuencia en emisor de Q2 para colocarla más tarde y así sacar experiencia sobre su influencia en el circuito.
Al conectar la alimentación, sin señal aplicada a la entrada, un bolómetro (microwattímetro de RF, con ancho de banda de 18GHz) conectado a la salida acusaba la presencia de una señal con potencia de 2 mW. Con un nivel tan elevado, sorprendió el hecho de que no se la pudiera detectar con un frecuencímetro de 500MHz, y el nivel variaba suavemente al bajar la alimentación, por lo que se dedujo que se trataría de ruido.
Pero era un nivel demasiado alto para ser un ruido normal de transistores. Sospechando que en realidad fuese una oscilación de mucho más de 500MHz, se fue tocando cada punto del circuito con un "testigo". Qué es un testigo? Simplemente una varillita de acrílico, con una punta constituida por algunos mm de alambre grueso, embutida con calor en un extremo. Esto es un capacitor de una fracción de pF, y resulta utilísimo para detectar puntos "calientes" en VHF y UHF (para HF serviría un destornillador perillero sostenido por el mango).
Al tocar el emisor no desacoplado de Q2, la aguja del bolómetro descendió bruscamente: evidentemente no era ruido sino una frecuencia superior a la máxima detectable por el frecuencímetro. Tal vez fue esta la razón por la cual TRW colocó ese capacitor de 3,9 pF aparte, en vez de uno solo de 18 pF.
Pero no todo acabó aquí: la aguja había bajado, pero no a cero. Era ruido ahora? Tampoco: un osciloscopio conectado en colector de Q2 reveló una onda cuadrada de 150 kHz y 3,2 Vpp, pero sólo al cargar o cortocircuitar la entrada.
El análisis del circuito en baja frecuencia D) reveló que lo que se había armado era un magnífico multivibrador: evidentemente, esa resistencia común a ambos emisores producía una realimentación positiva, que convertía al circuito en un disparador Schmitt. Esto se solucionó como muestra E) colocando resistores de emisor independientes.
Como comentario adicional, una vez subsanadas las oscilaciones, se hicieron mediciones sobre el circuito y se comprobó que la inclusión de la red de 150ohm + 8p2 era importante para la planicidad, pese a que aparentemente su presencia en paralelo con los 15 + 3p9 debería influir poco.

* Se necesitaba un buen oscilador a cristal de 16MHz, alimentado con -9V. Se partió del {XTAL_24V}, recomendado en el "Crystal oscillator design and temperature compensation" para cristales de 3 a 20MHz:
 


 

La tensión sobre la carga Vl, para una Rl=100ohm, se especifica entre 0,15 y 0,3Vef según frecuencia y Rs del cristal. El rango de Rl es de 100ohm a infinito.
Para poder bajar la tensión de fuente, es necesario investigar y reducir las caídas en emisor y colector. En el texto, por ejemplo, para operación con 15V, se sugiere bajar R3 a 2k7 (esta reducción no afecta a la oscilación pues está en paralelo con Rl que puede ser bastante baja), y R4 a 5k6 (agregando un choke de 500uH en serie para no cargar excesivamente el circuito de colector). Con estos cambios, lc y Vce son prácticamente las mismas que con 24V.
En la aplicación deseada, el oscilador debe entregar por lo menos 500mV pico a pico (0,18V eficaces), valor del que es capaz el circuito original. Y como la carga es una entrada CMOS, o sea Rl cercana a infinito, directamente se podría haber hecho R3 = 100ohm con la cual la caída de CC en el emisor es mínima (94mV). Pero el tener tan baja caída va en desmedro de la estabilidad de la polarización, de modo que se dejó R3 = 1kohm como compromiso.
R4 se anuló directamente y se dejó únicamente el choke. 500uH es un valor poco práctico: obliga a usar la técnica nido de abeja. Se razonó que, si en la frecuencia mínima del circuito recomendado (3MHz) su reactancia es adecuada (+j 9400ohm en 3MHz), para un oscilador hecho exclusivamente para 16MHz basta con tener la mencionada reactancia en esta frecuencia, lo que se logra con 94uH.
Mientras se mandaba a hacer este choke, se probó el circuito B) con uno que se tenía a mano, de sólo 15uH. El circuito comenzó a oscilar, pero por debajo de 10MHz, variando mucho con el ajuste del trimmer, y aún sacando el cristal. El culpable era el choke que resonaba en paralelo con la combinación de Cce y Cbe. Cuando en un oscilador como el que nos ocupa el transistor ve dos frecuencias de resonancia paralelo en su colector, le hace caso a la que le presente mayor resistencia paralelo, que en este caso resultó ser la del choke. Si bien no se conocen los valores exactos de los componentes físicos ni de los parásitos, es interesante desde el punto de vista conceptual estudiar el comportamiento del siguiente circuito en función de la frecuencia:
 


 

Amortiguado el choke con un resistor del orden de los kohm en serie se detenía la oscilación indeseada, pero el cristal permanecía mudo. No podía ser de otro modo, ya que se lo está amortiguando también a éste.
Se probó con aumentar la tensión realimentada en emisor disminuyendo Cbe, pero no hubo caso. Dejando el resistor en serie con el choke pero haciéndolo resonar a éste con un capacitor directamente en paralelo, el circuito arrancó correctamente. Evidentemente se requería una elevada inductancia de choke nomás.
Empecinado en no usar más inductancia, se probó otra configuración en la cual el choke esté en un lugar donde sus resonancias con cualquier otra cosa no generen una condición de oscilación indeseada. Como es sabido, si los desacoples se consideran como cortocircuitos para la RF, y los chokes y redes de CC como circuitos abiertos, todo oscilador LC o a cristal puede conectarse indistintamente con E, B, o C a masa, sin modificar los valores de los capacitores de sintonía y adaptación (aunque Ud. no lo crea), ver {pierces}:
 


 

Se eligió la configuración (C) en la cual no existen chokes de emisor o colector en paralelo con el cristal. El nuevo circuito arrancó de entrada en la frecuencia correcta, pero aún no se podía cantar victoria: al medir la tensión de RF en base con el osciloscopio, se encontró con que estaba modulada en amplitud, o sea superregenerando. Esto ocurre cuando se realimenta demasiado. En efecto, inmediatamente se recordó que Cbe se había dejado en 68 pF de cuando se había intentado el arranque por todos los medios. Restituyéndolo a 330 pF se puso punto final definitivo.
Una recomendación para garantizar la fabricación en serie de osciladores a cristal: como la dispersión del valor de la resistencia serie de un cristal es muy grande, conviene verificar (en el prototipo) si sigue oscilando al agregar en serie con el mismo un resistor de valor igual a su R máxima especificada, normalmente en el orden de las decenas de ohm. Esto evita que un oscilador de diseño marginal sea aprobado para la producción sólo porque el cristal que se usó en el prototipo era de gran actividad.

* A continuación, otros dos ejemplos de osciladores en los que el transistor se enloquece cuando ve impedancias raras. Se trata de dos osciladores Hartley: en esta configuración el acoplamiento de realimentación (el surtidor del FET, equivalente al cátodo de un triodo) se realiza mediante una derivación en la bobina. Para reducir la carga del transistor sobre el circuito sintonizado, también la compuerta va a una derivación en vez del total de espiras.
 


 

El A) de {hartley1} cubre 5 a 5,5MHz. Si no se colocaba el resistor de 100ohm, parecía que se negaba terminantemente a arrancar solo, pero sí lo hacía al tocar la bobina con los dedos. Después de soltarla, seguía oscilando correctamente. Al examinarlo con un osciloscopio de banda ancha, se encontró en realidad una oscilación de 150MHz durante la condición inicial en que daba la impresión de no haber arrancado. Se advirtió que esta autooscilación no se alteraba en absoluto aún cortocircuitando el variable, pero desaparecía en el acto al tocar alguna derivación. Esto es claro síntoma de falta de acoplamiento entre el total de espiras y las derivaciones. El circuito equivalente de A) sería algo así, como en {hartley2}:
 


 

El concepto de las inductancias de dispersión viene de lo siguiente: al cortocircuitar los extremos de la bobina, en las derivaciones no se ve reflejado dicho cortocircuito (como sí sería si el acoplamiento fuese total) sino unas inductancias residuales. En alguna frecuencia, éstas resonarán con las capacitancias parásitas y las del transistor.
El agregado del resistor de 100ohm no molesta en absoluto en la estructura equivalente de baja frecuencia, pero en la de alta está directamente en serie con el circuito resonante parásito, amortiguándolo severamente.
Volvamos a {hartley1}. El oscilador B) fue diseñado para cubrir 1,75 a 1,9MHz. Como el capacitor variable de que se disponía era de una capacitancia excesiva, se lo colocó en una derivación. De este modo, se comporta como si estuviese conectado al total de espiras pero con su valor disminuido en la relación de espiras al cuadrado (idea sugerida en "La tecnología de la imprevisión", Electrónica Práctica #105 Nov. 1984). Lo anterior hubiese sido correcto sólo para acoplamiento perfecto entre todas las espiras, como el caso de un inductor toroidal. Por desgracia no era éste el caso, y la inductancia de dispersión en la derivación del variable ocasionaba una oscilación de aproximadamente 9MHz. Esta vez, la derivación que había que amortiguar era la del variable, cosa impráctica ya que afecta al funcionamiento deseado. No hubo más remedio que eliminar algunas chapas del capacitor y conectarlo directamente al tope de la bobina. Tal vez hubiese tenido éxito el uso de una bobina con fuerte acoplamiento entre espiras, como ser un toroide con devanado bifilar.

* Ud. escuchó el consejo de mantener cortas las conexiones en los circuitos de RF. Bien, sería conveniente extender su aplicación a TODOS los circuitos, porque aunque uno tenga la intención de usar un determinado esquema sólo para baja frecuencia o en CC, ello no lo salva de que haya componentes parásitos que le claven una oscilación por la espalda si los dispositivos activos empleados son de alta ft.

* Un circuito con varios divisores TTL de la serie 74L se había fabricado por varios años sin presentar problemas repetitivos, hasta que se cambiaron por los similares de la serie 74LS. Éstos dividían en forma errática: se supuso que su mayor velocidad (el triple) estaba ocasionando carreras lógicas o "glitches", pero toda investigación en la parte lógica fue en vano. Se notó que la alimentación de los CI estaba algo baja: como los LS consumen el doble de los L el transistor que regula los 5V estaba cerca de la saturación, y al tomar excesiva corriente de base, el zener conectado a la misma quedaba "en seco" {OscZener}:
 


 

Al reducir Rb y Rc, la tensión subió a 5V y el problema desapareció. Aparentemente el quid de la cuestión sería la alimentación incorrecta. Pero otro técnico que investigaba el mismo problema paralelamente, había detectado una oscilación de RF en el regulador, por culpa de la excesiva longitud de la pista de masa en el retomo de Cb: agregando el puente indicado en línea de trazos también se iba el problema sin necesidad de corregir el defecto de la baja tensión.
La explicación más coherente es que cuando el zener regulaba bien, su baja impedancia cortocircuitaba la inductancia del desacople, impidiendo la oscilación. Caso contrario, se tenía un hermoso Colpitts cuyo divisor capacitivo estaba constituido por la capacitancia B-E del transistor, y por la capacitancia distribuida en la línea de 5V (el desacople más cercano estaba lejos). La solución definitiva fue la corrección de los resistores, más el puente de alambre por las dudas.
En otro "inocente" circuito, un amplificador de frecuencia vocal, se presentaba una oscilación cuando se colocaba una baja impedancia en los contactos de entrada de la plaqueta {OscColec}:
 


 

En estas condiciones, se tenía un Colpitts base a masa cuyo inductor era la larga línea de colector. Se optó por estabilizarlo conectando un resistor de 100ohm en serie con la base.
En casos como el anterior, otra forma de interponer un amortiguamiento para las frecuencias muy elevadas es mediante una cuenta de ferrite (bead). Las elevadas pérdidas del ferrite en VHF hacen que un alambre enhebrado en la cuenta se comporte más bien como un resistor de varias decenas de ohms, sin molestar demasiado a las frecuencias de menos de algunos MHz, y sin producir caída en CC, detalles que la hacen preferible frente al uso de un resistor en algunos circuitos.

* En cierto multímetro digital (DMM) con autorrango era imposible medir la resistencia de bobinas con varios mH: el display se enloquecía; cada ciclo de medición arrojaba una lectura distinta.
Como es sabido, el óhmetro de un DMM se basa en aplicar una corriente al resistor bajo medición, y medir la caída de tensión resultante. Esta corriente es baja en el rango de R más elevado, y es cada vez mayor en los más bajos, cosa que se hace automáticamente en un autorrango.
En nuestro caso, en los primeros instantes de conectado el inductor al óhmetro, la tensión en sus extremos es alta, porque la inductancia se opone a la circulación de la corriente. El instrumento sigue interpretando una resistencia infinita, como cuando no tenía nada conectado.
Cuando la tensión desciende suficientemente, el DMM cambia al rango de resistencia inmediatamente inferior, para lo cual comanda un aumento en la corriente de medición.
Pero entonces, este aumento hace que el inductor le conteste con un pico de f.c.e.m. (fuerza contra electromotriz), oponiéndose al cambio de corriente. El DMM, engañado, cree que la resistencia bajo medición aumentó bruscamente y retorna al rango superior, disminuyendo de golpe la corriente. Ahora, la f.c.e.m. que se opone a la disminución es negativa; el DMM cree que la resistencia bajó, y se repite el ciclo indefinidamente.
Este problema desaparece conectando un electrolítico al inductor bajo medición, para absorber las variaciones bruscas de tensión.

* Así como el alambre de fardo es famoso por las muchas cosas que se pueden arreglar con él, también la electrónica tiene su "alambre de fardo": el capacitor a masa. Con él se arreglan muchos casos de zumbido, ruido y oscilación. Por ejemplo, es casi seguro que el caso de la fuente mencionada en la introducción se hubiese curado con una dosis conveniente de microfaradios en su salida (no se debe exagerar la dosis, o se aumentará innecesariamente la corriente transitoria en caso de cortocircuito). Quién podría sospechar de oscilaciones en un inocente circuito de continua, no? Pues bien, este caso confirma un antiguo dicho de los electrónicos: cuando en un circuito de CC pasan cosas raras, es porque hay CA. En forma similar se solucionó una oscilación superpuesta a la tensión de salida en un regulador de -15V, Motorola MC7915CT: simplemente se conectaron los capacitores a masa recomendados por el fabricante en las patas de entrada y salida. En otra partida en que se usó el National LM320T-15 hubo que poner muchos más uF.
En varias oportunidades, al examinar determinados transistores en un trazador de curvas, aparecían extraños escalones en algunas curvas de Ib, que se desplazaban al tocar alguna pata. Aparentemente los cables que conectan el zócalo del transistor con el circuito del aparato poseían demasiada inductancia o se inducían entre sí, convirtiendo al circuito en un oscilador. Conectando un capacitor de 100pF entre colector y emisor del transistor bajo prueba se resolvió el caso, sin afectar el funcionamiento del trazador.

* Cierta vez se tuvo que reparar una radio portátil con fuertes pajaritos entre emisoras. Se observó que la FI usaba los clásicos 2SA49 y 52, y no tenía capacitores de neutralización. Este detalle puede ser la clave en un receptor recién armado, con ciertas bobinas y cierto lote de transistores; pero este aparato ya llevaba décadas funcionando, y no en ese estado tan calamitoso, así que algo se había degradado. Resultó ser un electrolítico de 50uF que desacopla la alimentación de las FI. Presentaba una mancha blanquecina en una de sus patas, evidenciando fuga de electrolito. Al medirlo en 1 kHz con un puente RLC se comportaba como 3uF en serie con 235ohm, y en una medición indirecta en 465kHz era un resistor puro de 120ohm. Por supuesto, al poner uno nuevo la radio volvió a funcionar perfectamente.

* Un amplificador de potencia para BLU debe ser lineal, en el sentido de que es la forma de la envolvente lo que hay que respetar: la distorsión dentro de cada ciclo sólo implica armónicas de RF que son eliminables por el tanque o filtro de salida. Por ello, no es necesario que trabaje en clase A, basta con un clase B con una cierta corriente de reposo. La implementación típica es polarizar la base con la caída en directa de un diodo. Si éste se encuentra en contacto con el disipador, la corriente de reposo tiende a permanecer independiente de la temperatura del transistor.
En un amplificador dado, si para dicho diodo se usaba uno del tipo de alta corriente (1N4004), era necesario polarizarlo con una corriente excesiva para lograr la Vbe necesaria. Si en cambio se optaba por un 1N4148 se lograba un considerable ahorro de disipación del resistor de polarización. Esto se debe a que uno de los factores que determinan la caída de tensión en un diodo es la densidad de corriente en el semiconductor (corriente por unidad de superficie), y como un rectificador de alta corriente tiene mucha más superficie de juntura que un diodo de baja señal, para lograr la misma caída (similares densidades de corriente) en éste se requerirá mucha menor corriente.
Ahora bien, cuando se aplica excitación, la corriente media de base será mayor que cuando el transistor se hallaba polarizado en reposo. A medida que aumenta la excitación, tanto más componente de CC irá robando la base desde el diodo de polarización, rasgo característico de la clase B. Cuando Ib iguala a la corriente del diodo éste deja de conducir, Vbe baja bruscamente a cero y se invierte en polaridad; la envolvente queda recortada cuando se alcanza esta condición y no puede obtenerse la máxima potencia.
La solución es un circuito de polarización tipo regulador serie, que disipa poco sin carga, pero no se queda corto cuando se le exige, {bias_blu}:
 


 

Lo que no entró en los cálculos es que este circuito, aun en ausencia de excitación y sin alimentación de colector en el transistor de potencia, presenta una oscilación violenta en 340kHz, apareciendo una buena porción de ella en la alimentación. Se logró la estabilización desacoplando con un electrolítico en el punto A.
La figura de la derecha pone de manifiesto el mecanismo de la regeneración. Las variaciones de tensión en A llegan a los seguidores Q2 y Q3. C2 las acopla al transformador de impedancia, que para esta frecuencia tan baja es simplemente una continuidad. Q5 y Q6, olvidándose de la función para la que los puso el diseñador, amplifican la variación y la vuelcan en A, cerrándose el lazo debido a la reactancia del choke.

* Esta es la etapa de salida de un transceptor experimental de HF/BLU {sal_blu}:
 


 

Independientemente del filtro de antena, común al transmisor y al receptor, conmutable según la banda de operación, el transistor final tiene conectado permanentemente un pasabajos de 30MHz. Este atenúa fuertemente las armónicas que caigan en VHF. Si bien dicha función también la desempeña el filtro de antena, se optó por esta configuración pues las elimina dentro de la misma plaqueta antes de que puedan ser irradiadas por los cables que van a las llaves y relés. Cuando se desea mantener la armonía con los vecinos, nunca un filtro está de más.
Fue diseñado para presentar una Z de 50ohm, dentro de la banda pasante, cuando está cargado con ese mismo valor. Pero cuando se conmuta a recepción, el filtro queda con un extremo en vacío, y del lado colector presenta una reactancia casi pura, caprichosamente dependiente de la frecuencia. Por ello no extrañó que el circuito de la figura se pusiese a oscilar fuertemente cerca de la frecuencia de corte del filtro, cuando el equipo está en recepción. Para evitar condiciones peligrosas como esta, se deberá cortar la polarización de base en dicho modo; en casos rebeldes también habrá que cortar la de colector.
Esta experiencia también nos demuestra lo que cabe esperar de un transmisor cuando se lo conecta a una carga muy desadaptada, ya sea porque el transistor no es estable con elevada ROE, o por deficiencias de diseño o construcción del circuito.
Aprovechamos la oportunidad para señalar un problema menor que surgió con esta etapa. En un principio, se había optado por evitar la oscilación cargando al filtro en recepción (mediante otro contacto de relé) con un resistor de 47ohm y baja disipación, sin cortar la alimentación de ninguna etapa en la cadena de Tx.
En estas condiciones, el ruido generado por el primer transistor de la cadena quedaba amplificado por los siguientes. Así, la amplitud del ruido en el contacto de Tx del relé de cambio era tan fuerte que la porción captada capacitivamente por el contacto de Rx introducía un soplido muy superior al propio del receptor. Lógicamente, también esto se solucionó cortando alimentaciones.

* Se había construido un oscilador de RF con FET, alimentado con 6V, que funcionaba perfectamente. Luego se lo quiso incorporar a un transmisor cuya tensión de alimentación general es de 12V. Para ello, se le midió el consumo (menor que 1mA con 6V) y se calculó un sencillo regulador: un resistor en serie con los 12V, y un zener de 6,2V.
Con este retoque, se supuso que el oscilador andaría exactamente igual que con la fuente de 12V.
No fue así: ni siquiera arrancó. La Id estaba muy alta, en la decena de mA, y Vds en unos 2V. Qué ocurría?.
- Si se usa una fuente de tensión sin límite de corriente, en los instantes siguientes al encendido antes de que arranque las oscilaciones, el FET toma una corriente relativamente elevada (Idss). Luego, cuando éstas comenzaron y se estabilizaron en amplitud, la tensión negativa desarrollada en la compuerta por rectificación hace que el consumo baje considerablemente.
- Si en cambio la alimentación está fuertemente limitada en corriente, como en nuestro caso mediante un resistor en serie, el elevado consumo inicial mencionado puede hacer que la caída en dicho resistor sea tan grande que el FET se quede sin tensión para comenzar a oscilar.
Se resolvió disminuir el resistor, pero sin exagerar para evitar una excesiva disipación del zener; ahora, el arranque es confiable.
Algo parecido ocurrió al experimentar con una versión a FET del clásico multivibrador astable {astabFET}:
 


 

Al dar alimentación ambos FET quedan conduciendo permanentemente. En realidad, ya estaban "conduciendo" antes de alimentar, por cuanto la resistencia drenaje - surtidor en un FET de juntura ya es baja para Vgs = 0. No ocurre lo mismo en un astable con bipolares, los cuales están cortados si no tienen alimentación, y luego juegan una carrera a ver quién se satura primero al aplicarla, lo cual garantiza el arranque. Moraleja: no intente un circuito como el de la figura porque "no va a andar".

* En un típico oscilador con FET como el A) de {vco&agc}, el diodo en compuerta provee la estabilización de amplitud de las oscilaciones:
 


 

En B) se ve un intento de estabilizarlo con un lazo más elaborado: se rectifica la salida del buffer, y un amplificador de CC (con baja tensión de saturación a masa) varía la tensión de surtidor. Aplicar a éste una tensión positiva variable equivale a aplicarle a la compuerta la misma tensión pero negativa. Una vez armado se encontró una terrible oscilación de baja frecuencia en el lazo, que no se solucionó bajando la ganancia de éste.
Se investigó abriendo el lazo y colocando un resistor variable a masa en serie con el choke. Sorprendentemente, desde 0ohm hasta un cierto valor, el nivel salida aumenta (probablemente porque con muy baja Vgs la juntura G-S conduce en los picos positivos, recortando la oscilación). Si se sigue aumentando, entonces sí comienza a bajar la amplitud.
Otro hallazgo interesante fue que, si se exageraba la R a masa, al disminuir excesivamente el nivel de entrada al prescaler éste comenzaba a dividir erráticamente: se larga a oscilar internamente, enviando más ciclos de lo debido al divisor programable haciéndole creer que el VCO está muy alto en frecuencia, dando como resultado que la tensión de sintonía y la frecuencia bajan mucho (irónicamente el LOCK indica que sigue enganchado, lo cual es cierto mal que nos pese).
A esta altura, las explicaciones esgrimidas para la inestabilidad con el AGC activado eran:
- Suma de retardos en el lazo, incluyendo el retardo entre tensión de control y nivel de salida del VCO
- Al buscar inicialmente la condición de estabilidad, si el lazo cae momentáneamente en la zona en que la amplitud aumenta con la tensión de surtidor, la realimentación se vuelve positiva.
- Al buscar inicialmente la condición de estabilidad, si no se excita adecuadamente el prescaler, el salto de frecuencia mencionado produce un cambio anormal de amplitud que transtorna al AGC.
No recuerdo a qué conclusión se llegó sobre la causa, pero sí que la solución fue volver a colocar el capacitor, diodo y resistor en compuerta, y el AGC activo quedó trabajando adecuadamente.
Una última reflexión: la idea B) se había engendrado para evitar la capacitancia del diodo en compuerta y así obtener un poco más de excursión de frecuencia, y además no tener que usar etapas de ganancia variable en el buffer. Tras la experiencia, se decidió que mejor hubiera sido dejar tranquilo al oscilador, con el punto de trabajo optimizado para su función, y que el buffer tenga un AGC convencional.

* En una fuente conmutada se había agregado un regulador de 3 terminales para mejorar la estabilización en una de las salidas. Con un resistor entre el terminal común a la salida y otro a masa se fijaba su tensión de salida. Lo extraño fue que ésta difería bastante de lo calculado, y además presentaba MÁS ripple de frecuencia de conmutación que en su entrada. Se encontró que, como estaba montado en el mismo disipador del transistor de conmutación, las transiciones de éste se colaban capacitivamente hacia la circuitería del regulador a través de su terminal de control que no estaba directamente a masa, con una amplitud lo suficientemente elevada como para transtornar al comparador interno.

* El siguiente punto sobre operacionales fue escrito en los tiempos del 741. Hoy, con operacionales cuya f de ganancia unitaria se mide en GHz en vez de MHz, todo lo escrito sigue siendo 100% aplicable, con las debidas precauciones (cuidar layout y desacoples, y los valores de resistores no deben ser demasiado altos).
En un amplificador realimentado, consideremos el desfasaje que tiene la señal realimentada con respecto a la de entrada: esta fase es la suma de la del amplificador y la que introduzca la red de realimentación. Si este desfasaje es de 180° o cercano a este valor, la realimentación es negativa. En alguna frecuencia, su valor será de 0°; y si en esta condición |A . beta| es mayor que 1, el circuito oscilará, |A| es el módulo de la ganancia del amplificador a lazo abierto, normalmente mayor que 1 (0dB) en su rango de frecuencias útil. |beta| es el módulo de la fracción de señal realimentada, normalmente menor que 1.
Dos formas de medir la "tranquilidad" de un operacional son los márgenes de ganancia y de fase (MG y MF). Imaginemos que intercalásemos en la red de realimentación una cajita negra que nos permita a voluntad aumentar el |A.beta| sin introducir desfasaje adicional; o bien aumentar el desfasaje sin modificar el |A.beta| de ninguna frecuencia. Entonces podemos decir que, con realimentación resistiva, MG es la cantidad de dB en que habría que aumentan |A.beta| para que en alguna frecuencia se cumpla |A.beta| = 1 y desfasaje de A.beta = 0°. Similarmente, MF es la cantidad de grados de desfasaje adicional que debería aportar la red para caer en la misma condición.
Para aclarar estos conceptos, consideremos el caso más fácil de analizar (y el más severo eléctricamente) de realimentación total (beta = 1): toda la señal de salida se realimenta a la entrada. Es el seguidor de tensión, con ganancia a lazo cerrado (G) igual a ± 1 en baja frecuencia. Decimos que es el más fácil porque las curvas de A y A.beta coinciden. Veamos los gráficos de Bode (ganancia y fase) de dos operacionales imaginarios a lazo abierto {operacs1}:
 


 

Siempre suponiendo beta = 1, vemos que al operacional A) le haría falta que la red de realimentación AMPLIFICASE 20 dB para que en alguna frecuencia se cumpliese la condición de oscilación, cosa imposible, o bien que agregase 50° de fase.
Por consiguiente, se tiene MG = 20dB y MF = 50°. Comúnmente se considera adecuado un MF de por lo menos 45°. Valores menores ocasionan sobreimpulso y campanilleo (oscilación amortiguada) excesivos cuando se excita con ondas abruptas, y una joroba en la respuesta de frecuencia.
El B), en cambio, es inestable para realimentación total. En esta condición, el MG es negativo. Pero sí se lo puede usar con menos realimentación, o sea con G mayores. Así, para |A.beta| = 30dB, MG = 26dB y MF = 65°.
Para recordar la correspondencia entre beta y G para las configuraciones inversora y no inversora, adjuntamos la tablita {beta_y_G} para algunos valores redondos en la relación de realimentación:
 


 

Ahora, supongamos que se necesita hacer un amplificador con G =10; el circuito correspondiente de esta tabla funcionará bien tanto con el operacional A) como el B). El A) tendrá mejores MF y MG, y el B) presentará mayor ancho de banda en lazo cerrado. Pero, cuidado!, la expresión dada para beta supone, al menos en los casos de amplificador inversor, que el generador tiene resistencia interna nula. Si no es así, dicha resistencia hay que sumarla a la de entrada para el cálculo de beta. En el caso extremo de generador desconectado, o con muy alta resistencia interna (caso de algunos transductores), el beta verdadero tiende a 1 y el circuito que use el operacional B) oscilará.
Otra causa de oscilación son las capacitancias a masa en la pata de salida (que aumenta el desfasaje del operacional, al conformar un integrador junto con la R de salida), y en la entrada inversora (que introduce un retardo en la red de realimentación); ambas reducen el margen de fase. Este último lugar es el más sensible, pues su impedancia es mayor que la del nodo de salida: la capacitancia distribuida de varios pF de un alambre conectado a la entrada inversora puede desencadenar la inestabilidad en un operacional de alta velocidad. De esto se deduce la conveniencia de mantener bajos los resistores de entrada y realimentación, para reducir las constantes de tiempo parásitas. En cambio, la pata de salida es más dura: recién habrá peligro al excitar cables coaxiles, como por ejemplo una punta de osciloscopio (a veces, aun las puntas x 10 de baja capacitancia).
Veamos algunas técnicas de tranquilizamiento {ope_Cent}:
 


 

El método C) convierte a la capacitancia parásita de entrada en parte de un atenuador compensado: cuando las constantes de tiempo son iguales, la transferencia beta de la red de realimentación se hace independiente de la frecuencia, y se elimina su retardo. Si se desea reducir a propósito la ganancia en alta frecuencia, por ejemplo para reducir el ruido o para tranquilizar aún más el circuito, se puede incrementar Cf más allá del valor que proporciona la compensación exacta.
Pero cuidado, como la cantidad de realimentación. aumentará con la frecuencia, si el operacional no tolera realimentación total o casi total (p. ej. el B), este capacitor más bien garantizará las oscilaciones, como se destaca en el manual National de Audio/Radio. En este caso, se deberá colocar un resistor en serie con el capacitor como en D) para detener el aumento de la realimentación con la frecuencia.
Pasemos a {ope_Ccar}:
 


 

El método E) bien puede ser útil para limitar la disipación del CI al manejar cargas de bajo valor, pero es un error pensar que mejore la estabilidad frente a cargas capacitivas: R no hace más que aumentar la resistencia de salida en lazo abierto, que junto con la capacitancia de salida genera un polo peligroso. Remedio peor que enfermedad. El F) sí es correcto, la realimentación en alta frecuencia es manejada casi totalmente por C, pudiendo despreciarse la fracción de señal realimentada por R que lleva el desfasaje introducido por la carga. En caso de operacionales que no toleren realimentación total, vale idéntica recomendación que para el D).
Cuando se deba colocar un resistor en serie con la entrada no inversora para balancear el efecto de las corrientes de entrada, conviene desacoplarlo con un capacitor como en G) de {ope_etcs}:
 


 

Se demuestra que este resistor se comporta exactamente igual que si se lo colocase en serie con la entrada inversora: aumenta el desfasaje introducido por la capacitancia de entrada interna del CI.
Las curvas de Bode que se tomaron como ejemplo pertenecen en realidad a un mismo operacional; en el caso A) se colocó un capacitor de compensación de 30pF, y en el B) de 3pF. Como se ve, cuando este componente es externo al CI se lo puede elegir según la G necesaria: compensar mucho si se va a tener realimentación total, o menos si G es alta y de este modo obtener mayor ancho de banda y velocidad de excursión. El 741, en cambio, ya está compensado internamente para beta = 1, y no permite ser optimizado para otros valores. Por ultimo, está el LM349, que tiene compensación interna pero no admite beta = 1; se lo debe usar con beta = 0,2 como máximo (G = +5 o -4). Si se necesitan ganancias menores, se puede usar la técnica de H) para reducir el beta. Este método de estabilización provee mayor velocidad de excursión pero peor ruido en comparación con la compensación total.

* Se necesitaba un amplificador con ganancia aproximadamente unitaria, al solo efecto de presentar a la etapa anterior una impedancia confiable, y atenuar la transferencia de señal en sentido inverso. Se eligió una configuración base a masa. Ésta presenta una impedancia de entrada baja, por lo tanto para obtener una impedancia total cercana a 75ohm se colocó en serie un resistor de 68. Esto, más la ganancia de corriente unitaria de un base a masa debería asegurar ganancia de tensión casi unitaria al cargar también con 75 (si bien la impedancia de SALIDA es mucho más alta). Ver {B_Comun}:
 


 

La sorpresa fue al barrer en frecuencia el circuito armado. En bajas frecuencias la ganancia es de -0,5dB, y luego va SUBIENDO hasta alcanzar un pico de +3,5dB en 400MHz. La única explicación es que en el punto del emisor se presente una impedancia negativa que se reste a los 68ohm. Si se alargan las patas (y por lo tanto su inductancia) de Cb, se eleva el remonte. Con 1cm en cada pata, y desconectando el generador, oscila en 300MHz.
Ya en otras oportunidades se había tenido comportamientos "inquietos" del BF199 cada vez que el emisor no esté a masa directamente para le RF, figura {E_levant}. Ejemplo: en A), parte de un sintonizador a varicap, el colector del mezclador va al emisor de un base a masa, formando un cascode; fue necesario "tranquilizar" al base a masa con capacitores o cuentas de ferrite para evitar desgarros inexplicables en la curva de respuesta. Lo que ocurre es que se forma una configuración inesperada de oscilador Colpitts con los componentes parásitos del transistor, y como su frecuencia de oscilación suele caer bien fuera de la banda deseada, sus efectos se ven indirectamente.
 


 

En B) el transistor inferior recibe una señal a trasladar en frecuencia; y el par diferencial, excitado por el oscilador, genera el producto de ambas frecuencias. Esto puede ocurrir con el MC1496. Nuevamente tenemos aquí una especie de cascode: se necesitó cuentas de ferrite o resistores de 22ohm en las bases de los transistores superiores.
Un MOSFET de doble compuerta puede considerarse como un cascode de dos MOS de única compuerta. Y volvemos a lo mismo, el transistor superior es el propenso a oscilar, y es por lo tanto en la compuerta 2 donde se indica el agregado de una cuenta de ferrite o resistor.
En C) vemos una recomendación de RCA para el amplificador de banda ancha con salida diferencial CA3040. La función de la pata 9 es simplemente fijar la polarización del CI, pero al lado nomás (pata 10) está una de las salidas, y el acoplamiento capacitivo con la 9 afecta el funcionamiento. A mí, a Ud., a cualquiera, lo primero que se le ocurriría es desacoplar la 9 para sacarse de encima ese acoplamiento, pero la hoja de datos advierte que ello lo hace inestable. Es preferible agregar una pequeña capacitancia entre la 9 y la salida complementaria para neutralizar por balanceo la captación.

 

* Con baja excitación, un clase C no da nada de salida ya que no se está llegando al umbral de conducción de la base. Al ir aumentando la excitación gradualmente, en un valor dado se produce un salto abrupto en la potencia de salida. Esto es comúnmente interpretado como que se largó a oscilar. No necesariamente es así: ocurre que al comenzar a conducir, disminuye la impedancia de entrada, y si este cambio mejora la adaptación con el generador ello hará de por sí que aumente un poco más la excitación, lo que baja otro poco la impedancia, etc. lo cual se traduce en una subida repentina de la salida.
 
* Puede oscilar un diodo? Sí, si es un túnel, Gunn o Impatt. Pero...Y un simple 1N914 ó 1N4148?. Aparentemente no, ya que se trata de un diodo de conmutación, sin resistencia negativa como los mencionados anteriormente. Sin embargo, veamos qué pasó en un circuito real, A) de {DiodOsc}:
 


 

Se aprovechan las patas del diodo haciendo que formen una espira que toma una muestra de la RF presente en el circuito de colector. La colocación de esta sonda desata un inesperado aumento en la desviación de frecuencia residual del transmisor. Sobre la CC rectificada aparece un diente de sierra con un período proporcional al valor del capacitor de filtrado C. Este efecto ocurre para un cierto rango de corriente tomada por la carga del detector. Parece que las sucesivas conducciones y cortes del diodo inducen una modulación de fase sobre el circuito de colector.
La única forma de corregir confiablemente este fenómeno fue reemplazar el diodo por uno del tipo Schottky. Aún no se pudo explicar el mecanismo de esta oscilación.
No fue la única vez que los 1N4148 se me comportaron de forma extraña en VHF o UHF. En B) se analizó qué ocurría con el nivel de RF en un sintonizado al colocarle en paralelo un diodo conectado como detector, cuya R de carga podía elegirse infinita o cero, y como diodo se probaba con un germanio para alta frecuencia, un germanio común, un 1N4148, y un Schottky BA481.
- Primero se tomaba nota de la curva sin poner el diodo.
- Luego se ponía el diodo pero con R de carga infinita, y se observaba cuánto se corría la curva hacia frecuencias menores debido a la capacitancia del diodo.
- Luego, con R de carga = 0, y con un nivel suficientemente alto en el generador, con casi todos los diodos se apreciaba un efecto de *aplanamiento* de la respuesta, determinado por el umbral de conducción. Pero con el 1N4148 se producía un *salto* que hacía recordar al encendido de una neón o un diac. Alguien tiene una explicación?.

* Otro caso de diodo inquieto: el TAA550, regulador de 2 patas para estabilizar los 33V en sintonía por varicap, si no se desacopla irradia ruido (o es oscilación?) que puede llegar a ser captado por antena. Lo curioso es que el fabricante especifica un determinado valor máximo para el capacitor de desacople, cuando lo acostumbrado con los zeners comunes es cuanto más mejor.

* En un receptor de AM, una etapa de salida de audio recortando puede generar suficientes armónicas que si son captadas por el ferrite causarán una oscilación fea. En la hoja del LM388 se ilustran las precauciones: 100n a masa en el punto donde salen los cables al parlante, un choke de ferrite amortiguado con 4,7ohm entre este punto y la pata de salida del CI, y 100nF de desacople en la alimentación. Además, un pasabajos de 7kHz se encarga de los restos de 455kHz que hubiesen quedado del detector.

* Una alarma de presencia Doppler usaba un oscilador en aprox. 2,5GHz con una bobina impresa que hace de antena transmisora y también receptora. Lo que recibe son las ondas reflejadas en todo lo que rodea a la alarma, y según la fase con que lleguen modifican levemente la polarización del transistor oscilador. Su corriente de colector pasa por un resistor, y un amplificado acoplado en CA sensa las variaciones sobre este resistor. Si hay un objeto moviéndose, habrá una señal a la salida de este amplificador, y si su nivel excede un umbral prefijado en un LM324, dispara la alarma.
Hasta aquí, todo bien. El prototipo funcionaba según lo esperado. Al cambiar el diseño de impreso, se presentó el problema de que tras inducir el disparo, la alarma quedaba activada para siempre, permaneciendo una onda no esperada a la salida del amplificador de CA. Una de las varias acciones que se tomaron fue ir desconectando etapa por etapa hasta que se normalizó la salida del amplificador.
A falta de blindajes, la RF transmitida obviamente inunda también la sección digital de la alarma, detectando también el "movimiento" de sus componentes. Movimiento?. La RF incidente sobre un diodo se refleja distinto según esté conduciendo o cortado, y un cambio en su conducción es como si se hubiese movido. Hay algunos 1N4148 que cambian de conducción al terminar el tiempo de sirena dado por un timer, y ello hace que vuelva a dispararse.
Se probó con capacitores de 1nF soldados directamente a los diodos, y también con cuentas de ferrite en serie. Nada de esto resultó, parece que para esta frecuencia tan alta es inevitable que el cuerpito del diodo haga de antena. Cuando todo parecía perdido, se probó una idea descabellada: el 1N4148 es un diodo rápido?, bueno, usemos un diodo malo para la RF. Se usaron diodos zener de tensión suficientemente alta para que no lleguen a conducir en inversa, y listo.
No me cree?. Se probó con conectar un 1N4148 a un generador de onda cuadrada y ponerlo cerca de la alarma. Al encender el generador se activaba la alarma y permanecía activada.
Menos mal que la RF no era molestada por las junturas del LM324. Será porque es un operacional lento...?

* No pudo con una oscilación, y se resigna a convivir con ella porque aparentemente no molesta?. Cuidado!. Lo que Ud. NO sepa SÍ puede dañarlo. Un estudiante había armado un amplificador de audio al que no le pudo sacar una oscilación de más de 20kHz y que se detectó porque era imposible bajar el consumo en reposo de los transistores de salida. Pero como no era audible, y los transistores no calentaban demasiado, se dejó. El resultado fue tweeters quemados.

* También existen las oscilaciones optoelectrónicas!. En un receptor de control remoto se tenía una onda cuadrada permanente a la salida que no se sabía cómo se estaba generando. Resultó ser que el fotodiodo estaba siendo iluminado por el LED que se enciende para acusar la recepción de comandos, formando un círculo vicioso. Pese a que el LED no emite en el infrarrojo, la gran cercanía hacía que fuese detectado lo suficiente.

* Si Ud. creía que hemos visto todos los tipos de oscilación posibles, no es tan así. En {VirtuOsc} vemos una forma poco ortodoxa de calcular la salida de un divisor resistivo:
 


 

Lo que se hace es suponer un valor arbitrario de V2, que en este caso se toma inicialmente nulo, y luego realizarle correciones en forma iterativa. Todo va bien para R2>R1. Cuanto más se acerca R2 a R1, tanto mayor cantidad de iteraciones hace falta para converger al valor que se calcularía con Kirchoff. Para R2<R1 el programa enloquece: se va apartando cada vez más de la condición real (enseguida obtenemos trillones de volts) y oscilando entre valores positivos y negativos. Como en "2001 Odisea del Espacio", "Tron" y "El Increíble Juicio a Roy Eli", la maldad llega hasta el universo virtual! :-(

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