Herramientas, conexiones, mecánica
www.qsl.net/lw1ecp  Ing. Daniel Pérez LW1ECP


Parte de esta página nació con el mismo borrador de los artículos que comenzaron a publicarse en Saber Electrónica (Argentina) desde Noviembre 2002 con el nombre de "Manos a la RF".

LAS HERRAMIENTAS

* A menudo es necesario tantear con varios valores de capacitancia en un punto de un circuito. Si se coloca el capacitor provisorio con los dedos, se está agregando la capacitancia parásita de los mismos, o bien los componentes vecinos no dejan meter la mano. La solución es armarse una dotación de "escarbadientes capacitivos", ver A) de figura {escarbad}.

En la punta de los escarbadientes, pegue un cerámico de cada valor entre 1p y 47p, y además 100p, 1n, 10n, 100n. Por último, hacer lo mismo con un simple puente de alambre.
Son prácticos para ensayar el valor óptimo en circuitos que acepten valor de capacitancia variable a saltos, tales como compensación de transformadores de banda ancha, redes de entrada y salida en etapas de potencia, etc. Los encontrará convenientes en estos casos:
- Es más cómodo que poner un trimmer y sacarlo y medir en qué valor quedó, y después apostar a si el valor normalizado más cercano será adecuado.
- Si el impreso fue diseñado para un capacitor fijo, no hay lugar para un trimmer.
- Por sus conexiones internas más cortas, un capacitor fijo autorresuena más arriba que un trimmer.
Constrúyalos así:
- Son preferibles los escarbadientes de sección cuadrada, o fósforos sin cabeza, para así tener mayor superficie de adhesión.
- Doble las patas del capacitor contra sí mismas. Esto le da mayor rigidez a la hora de hacer presión sobre el escarbadientes para que haga buen contacto sobre las pistas. Si va a trabajar en UHF es importante que el doblez sea bien cercano al cuerpo, pero tomando precauciones como para no rajar éste.
- Estañe el codo de las patas.
- Fíjelo provisoriamente en su lugar con adhesivo instantáneo.
- Refuerce la adhesión con adhesivo epoxy, o de plástico fundido. El epoxy gris no deja ver el valor pero resulta más resistente. El final de las patas dobladas queda dentro de la gota de adhesivo, así disminuye el riesgo de romper el cuerpo del capacitor.
- Identifique el valor en el mango con código de colores pintados con témpera o marcador, o haga una banda alrededor con líquido corrector y anótelo con marcador indeleble de punta fina.
- Guarde el juego en una madera con perforaciones.
Una aplicación concreta: para saber cuánto es la capacitancia efectiva en paralelo con la bobina en un Colpitts, póngale en paralelo uno de estos valores conocidos, mida cuánto se corre, y utilice este valor en una ecuación.
Una anécdota: al usar un "escarbadientes" para tantear la adaptación en una etapa de 5W en 500MHz, al no aplicar suficiente presión sobre las pistas, la resistencia de contacto hizo recalentar la pata y se dañó el capacitor. Salvo este incidente, los tradicionales capacitores "miniature plate" resultaron suficientemente buenos para este uso mientras se esperaban los de porcelana especiales para esta aplicación.

* Como contrapartida, tenemos los "escarbadientes inductivos", ver B) de {escarbad}.
Aproximándolos a una bobina permiten determinar si necesita más o menos inductancia sin tener que desajustarla. Hágase éstos:
- Uno con un trozo de ferrite, digamos 1cm de diámetro x 1cm de largo.
- Uno con un núcleo de carbonyl (polvo de hierro), que puede ser un núcleo roscado con agujero hexagonal sacado de una FI (video o sonido) de un TV viejo. Posee menor permeabilidad que el ferrite, pero en VHF y UHF afecta menos al Q. El carbonyl se reconoce por su color pardo, más claro que el ferrite.
- Uno con un cilindrito o chapa de cobre, bronce o aluminio. Actúa como espira en corto, reduciendo la inductancia. Evite la hojalata: en RF, contrariamente a lo que hace en baja frecuencia, también el hierro baja la inductancia por cercanía, pero reduce bastante el Q salvo que tenga un estañado grueso (no basta la capita de estaño normal de la hojalata). Un lugar conveniente para esta superficie metálica es en la punta opuesta de un escarbadientes ferromagnético.
Ejemplo de uso: si al acercar el metálico a una bobina mejora el funcionamiento del circuito (p. ej. aumenta la ganancia, o mejora la planicidad, etc.), es porque le sobraba inductancia. Otro: en un receptor de AM, si la intensidad con que se recibe una emisora disminuye al acercar tanto ferrite como metal a la varilla de antena, nos hemos ahorrado aflojar innecesariamente la bobina.
Al acercar el metálico, trate de hacerlo por el extremo de la bobina que tenga menor tensión de RF (menor impedancia) para minimizar la introducción de capacitancia, la cual produce una influencia opuesta a la buscada.
Un uso inesperado: en un amplificador de CATV se producía un pocito en la respuesta al llevar a mínimo la tensión de control de ganancia. Tras búsqueda infructuosa del elemento culpable por otros métodos, se paseó el escarbadientes con ferrite apoyado en las pistas mientras se miraba la curva. Al apoyarlo en la pista que va a un zener, el pocito se movió. Resultó ser que ese zener, parte del circuito que controla al atenuador con diodos PIN, se quedaba sin corriente cuando la tensión de control era baja. O sea que se comportaba como capacitor, el que junto con la inductancia equivalente del cerámico que lo desacopla resonaba en unos 200MHz, produciendo un disturbio en las masas del circuito pese a no estar intencionalmente en el camino de la señal.
El acercar el ferrite a este lazo introducía un pequeño aumento de la inductancia y de las pérdidas, suficiente para desenmascarar al culpable. Por resultar un sintonizado de mucha C y poca L (baja impedancia) había pasado inadvertido a la prueba de apoyar el dedo (mencionada en otra parte de esta nota). A propósito, la solución adoptada fue agregar una cuenta de ferrite en una pata del zener.

* Por último, el "escarbadientes testigo": tiene un alambrecito embutido en la punta que sobresale 1cm. Simplemente introduce una capacitancia modesta con respecto al ambiente. Para localizar el punto "caliente" de un circuito donde se sospecha de oscilaciones en UHF y más arriba, vaya tocando con el alambrecito los puntos de señal hasta que al hacerlo en alguno de ellos se modifique la anormalidad.

* Otra forma de encarar las oscilaciones de frecuencia inesperadamente elevada es con un cacho de alambre. No el que menciona Ignacio Coppani, sino una versión de los hilos de Lecher, antiguo dispositivo para determinar longitud de onda en transmisores.
Supongamos tener una etapa retobada, de esas que varían su comportamiento al acercar la mano, o tocando una masa, o que arranca con una cierta ganancia al encenderla y luego queda más alta tras apoyar y retirar un dedo. Suelde un alambre de cobre estañado en un punto "caliente" que no debería serlo (puede ser una masa, o un emisor aunque parezca estar desacoplado), de un largo de 1/2m o más. Manténgalo estirado y perpendicular al circuito con una mano, mientras con la otra le apoya el eje de un destornillador y lo va paseando a lo largo. Observe si hay variaciones del comportamiento (ganancia, curva, consumo, ruido, etc.) que se repitan en más de un punto del alambre. Si las hay, anote la distancia entre dos puntos que produzcan la misma condición extrema (mínimo o máximo). Multiplíquela por dos y esa es la longitud de onda de la oscilación.
Ejemplo: Cada 10cm se produce un bajoncito en la ganancia; por lo tanto la onda es de 20cm, o sea 300/0,2m = 1500MHz. Este método fue una bendición para detectar oscilaciones que caían más allá del rango del analizador de espectro. Conviene no tomar en cuenta el 1er punto (el más próximo al circuito), sino la distancia entre el 2º y el 3º.

* Si bien en un diseño acertado no debería ocurrir, esté preparado para experimentar con el corte de masas al intentar matar oscilaciones o planchar respuestas. Una trincheta (cutter) no tiene el filo en el lugar más adecuado: prepárese un cuchillito con un trozo de hoja de sierra afilado como indica la figura {cuchilli}:

El corte del cobre será más ancho garantizando mejor que no se toquen las rebabas de los bordes.
Esta herramienta también es útil para cortar plaquetas: se las marca suficientemente de ambas caras con el máximo cuidado de que las marcas coincidan, y luego se flexiona la plaqueta hasta partirla. Si se usa este método con materiales abrasivos, como fibra de vidrio, notará que las aleaciones de algunas hojas son más resistentes a desafilarse que otras.
 

LAS CONEXIONES

* El modo de propagación dentro de un coaxil difiere mucho del de un microstrip, y es un desafío matemático hallar el modelo de la transición. Una forma de que las ondas no se mareen (desadapten) demasiado al pasar de un modo al otro es con un "launcher", conector coaxil especial para ser soldado a microstrip. La figura {launcher} muestra un launcher casero fabricado con un conector al que se hizo una ranura para insertar el borde de la plaqueta.

Obviamente el conector debe tener aislación de teflón para resistir el rigor de las soldaduras.

* Cuando se necesite conectar un coaxil provisoriamente a un circuito para inyectar o extraer señal, la forma correcta de hacerlo es (figura FIJACOAX):

- Al dejar al descubierto la malla, separarla en dos manojos de pelitos opuestos, y poner a masa c/u por separado. No parece que fuese para tanto, pero de esta manera el coaxil estará menos vivo al tocarlo que si se soldase a masa un único manojo.
- Aliviar la tensión mecánica sobre este extremo soldado inmovilizando el cable en un punto alejado algunos cm, para que no se arranquen los pelitos. Una forma es soldar a masa dos alambrecitos separados el diámetro del coaxil, hacerlo pasar entre ellos, y retorcerlos para aprisionarlo. Así se evita fundir la cubierta.

* La figura {TstPoint}:

En A) vemos otra forma rápida y segura de conectar provisoriamente un punto del circuito a un cable. Éste tiene un conductor central duro curvado convenientemente, y el extremo de la malla está embutido en un manguito metálico. El impreso se diseña previendo dos puntos para la horquilla, que también puede ser la pata de un componente.
En B) tenemos una forma más de hacer un test-point: un alambre de 0,50mm soldado a la plaqueta y que quede perpendicular a ella, y el instrumento se conecta mediante una hembra de las usadas para los "pin-headers" para soldar a impreso, modificada según los pasos dados. Son más convenientes las hembras en las que la presión es provista por un elástico independiente del contacto. En general, los bloques con este diseño son exteriormente más anchos que los que contienen hembras de una pieza (horquilla).
En C) se deja larga la pata de un capacitor pasante para usarse como TP, y se suelda a masa un alambre paralelo, a 2,5mm de distancia, para insertar ambos en una hembra con salida a cable.

* Unir un coaxil a un conector en UHF no es como instalar un toma de 220V. Ver la figura {MasaCone}:

En A) vemos la forma tradicional de unir un coaxil a un conector (malla a masa mediante una semilla); y en B) otra más recomendable en cuanto a ROE y ancho de banda. Se lima y estaña la masa del conector alrededor de la aislación (es casi imprescindible que ésta sea de teflón para que soporte el calentamiento). La malla separada en dos cordones se suelda directamente a la zona preparada. Si la espiga del pin central sobresale excesivamente, también conviene acortarla para reducir aún más la inductancia.
Cuando se necesita soldar un coaxil a una hembra F, el modelo para montaje en impreso es mejor que los F que retornan a masa en el agujero donde se embuten: la longitud (y por ende la inductancia) de la conexión de malla se reduce pues la masa del conector "acompaña" al vivo gracias a las patas. C) muestra una aplicación como carga patrón, p. ej. como entrada de un detector de banda ancha: los resistores se sueldan directamente al pin central y a las patas del conector. Para minimizar aún más la inductancia es que se usa dos resistores en vez de uno, y el soldarlos directamente a los casquillos: se les elimina el recubrimiento con una lima, y se estañan. Por las dudas, medir su valor para descartar daños a la película resistiva.
 
* Cuando se necesita hacer soldaduras directas al cuerpo de un conector con aislación que no sea de teflón, es imperioso desarmarlo antes del estañado para no arruinarlo. En {F-desarm}, partes A) y B), se extrae el centro de un F hembra con la ayuda de una mecha y un cilindro de diámetros convenientes.

Luego se hace la soldadura C) sin problemas de derretir nada, y se rearma una vez frío.
Es recomendable limar el niquelado del conector antes de estañarlo para soldarlo a chasis. No es sólo para asegurarse de que se estañe. Es que si no, el estaño se agarrará al niquelado y se desprenderá del bronce al intentar rotar.
¡Nunca corte así nomás el contacto central de un F!: las láminas son en realidad una sola cinta doblada; y si es imprescindible acortar el contacto, antes se lo envolverá apretadamente con alambre fino D) y se lo soldará, para evitar la separación al cortar.

* En la gran mayoría de los cables eléctricos y coaxiles, el dieléctrico se deforma con las temperaturas de soldadura, pudiendo llegar a cortocircuitarse malla con conductor central. La solución profesional es usar coaxiles con dieléctrico de teflón. Para los comunes, el secreto para minimizar la deformación es mantener el cable perfectamente recto desde el extremo hasta un par de cm, y totalmente libre de tensiones mecánicas. Si la forma que debe tener no lo permite, pre estañar el cable con las precauciones indicadas, luego darle la forma necesaria, y por último soldarlo calentándolo el mínimo tiempo posible.

* Las aletas del disipador en una etapa de potencia de RF conspiran contra la comodidad del montaje mecánico. En la figura {disipaTx}, parte A, vemos cómo fijar un transistor "bulón" sin que molesten las aletas:

Se toma un trozo de perfil hexagonal, se perfora a lo largo y se rosca (muy probablemente se deberá comprar el macho pues son roscas de paso americano u otras no comunes). El extremo que asoma de esta "tuerca larga" será fácilmente agarrable por una llave de tubo, o bien se le hace una ranura para poder usar un destornillador plano.
En la parte B, para no lastimarse los dedos con las aletas cada vez que se enrosca o desenrosca el cable, se opta por agregar un barril macho - macho al conector hembra montado en el disipador para que haga de prolongación. El cable deberá terminar en un conector hembra. Se descuenta que el conector en el disipador deberá tener aislación de teflón para no deformarse por la temperatura.

* Un conector de borde de impreso o tira de pines sirve en HF, si la impedancia no es demasiado alta y el nivel no es como para preocuparse por radiación o captación. Eso sí; destine como masa uno o dos contactos a cada lado del contacto de señal.

* Si un coaxil está a masa en ambas puntas, ¿importa cómo esté en el medio?. Al abrir un combinador de varios canales para CATV, constituido internamente por varios divisores de señal empleados al revés (combinar en vez de repartir), se vio que los tramos de coaxil entre ellos estaban enhebrados en toroides (A de {ToroMasa}):

Lo más probable de tan extraña idea es que se esté amortiguando resonancias parásitas entre la inductancia de la malla y la capacitancia contra el chasis. Lo cierto es que en otro circuito una vez se presentó un pocito que se movía entre 300 y 500MHz según cómo se apretaba un coaxil contra masa, y desapareció al rodearlo por tres barritas de ferrite como en (B), apretadas entre los dedos, simulando un núcleo cerrado alrededor. También se fue (o se corrió fuera de la banda barrida) al poner a masa la malla en el medio del tramo. Muy probablemente el defecto no hubiese aparecido usando coaxil de doble malla.

* Si se necesita unir dos puntos de RF en una plaqueta, y no se quiere usar un tramo de coaxil, y la planicidad no es crítica, considerar el uso de un esmaltado adosado contra masa, ver {esmaxil}:

Uno o más alambrecitos soldados a masa a lo largo mantienen el esmaltado apretado.
 

LA PARTE MECÁNICA

* Ud. armó el circuito, lo probó, se dio cuenta que hacía falta blindajes por todos lados, pero resultaba físicamente imposible agregarlos a la plaqueta ya existente. La próxima vez, una de dos:
- Deje previsto masas y espacios sin componentes entre etapas por si llega a tener que agregar chaperío. Y que los límites de las etapas sean más o menos rectos (no los intercale como piezas de un rompecabezas) para que los eventuales blindajes no deban seguir contornos caprichosos.
- Mejor aún: en vez de blindajes agregados a plaquetas, piense en plaquetas agregadas a una "colmena" de blindajes, ver {colmena}:

Es una concepción mecánicamente complicada, pero va a lo seguro. Las pestañas de las tapas hacen contacto por dentro de las paredes. Para destapar se introduce algo por el agujero superior, o se suelda un asa en este lugar. Cuanto más tajos se tenga, tanto más se garantizará el contacto frente a las imperfecciones de las paredes. Deje varios agujeros a discreción entre los tabiques para interconectar las plaquetas. Desde luego que, para no arruinar el trabajo de los blindajes, los pasos de CC y baja frecuencia se harán con capacitores pasantes o bien con cerámicos con las patas ultra cortas y soldados directamente a la chapa, justo al costado del agujero. Elija el tipo de componentes ajustables o la forma de montarlos como para que los blindajes no dificulten su regulación.
A la derecha vemos un claro ejemplo de necesidad de blindajes u otro medio de evitar acoplamientos indeseados: el circuito ilustrado en teoría no puede producir ese pozo, ni esa deformación en la banda pasante.

* No confíe en la conductividad del cincado de chapas y tornillos. Utilice arandelas estrella, cincadas, que muerdan en la chapa al apretar el tornillo, para una continuidad más segura.
Se tiende a evitar que queden tornillos a la vista en los frentes, por estética. Verifique si esto atenta contra la continuidad de las chapas que rodean al sistema, con empeoramiento de la radiación o captación de interferencias. El uso de tornillos con apariencia más o menos "profesional", como los cabeza Allen, pueden dar una solución de compromiso. Pero si se usa tornillos pavonados (pintados), no deberán ser ellos quienes aseguren la continuidad.

* La figura {ContacOk} sugiere dos formas de garantizar el contacto de frente con caja:

En A), por razones de fabricación, el frente estaba pintado de ambas caras, aunque la interna no esté a la vista. No basta con raspar en la zona que rodea al agujero del tornillo: la capa de pintura es tan gruesa que se decidió agregar una arandela de Al que garantice que el apoyo se haga allí y no sobre la pintura.
En B) se da una idea para evitar tornillos al poner una tapa pero garantizando la continuidad eléctrica con la caja y la hermeticidad.
Antes de tapar, se coloca sellador donde mueren las estrías en el escalón. Luego, la tapa se calza con un golpe: los filos de las estrías penetran en el borde de la tapa y se hace un contacto metal con metal, y el sellador rellena los intersticios para permitir el uso a la intemperie. Obviamente, no es un modelo para destapar.

* La figura {A-Traves} muestra soluciones para conectar una plaqueta a masas y conectores fijos a una caja con fondo.

En la parte A la plaqueta se debe poner a masa soldándola a una espiga remachada en la caja; una ranura en su borde permite deslizarla y después soldarla. Si la espiga queda a una cierta altura de la plaqueta se facilita un posterior desoldado. En B lo que se suelda es un contacto flexible que puede doblarse sobre la pista una vez que atravesó la ranura, para mejorar la soldadura.

* Uno tiende a pensar más fácilmente en los efectos de las capacitancias parásitas que en las inductancias. Al poner la tapa a un compartimiento con un sintonizado, uno espera que la frecuencia de resonancia baje debido a la capacitancia agregada. Bueno, no se extrañe si SUBE: será porque la chapa actúa como espira en cortocircuito y baja la inductancia de la bobina.
Pero puede ocurrir algo más interesante: resonancia. Un amplificador de 50 a 400MHz estaba en una caja metálica con fondo y cuatro paredes, y daba plano. Al cerrarlo con una tapa metálica, también daba plano. Pero si esa tapa tocaba el filo de una pared, y no llegaba a hacer contacto en la pared opuesta, aparecía un piquito junto a un vallecito en la curva de respuesta que se podían desplazar acercando más o menos la tapa. Ésta estaba actuando como línea resonante, inesperadamente acoplada por cercanía al circuito. No es de extrañar que una causa de picos y valles en la respuesta de una red de CATV se deba a amplificadores mal tapados.

* Es increíble, pero desde que se pasó la moda de los envases metálicos, cuesta conseguir la hojalata (chapa de hierro estañada) tan vital para los trabajos en RF. Viene en hojas de 1m2, pero probablemente no le vendan de a una, o no consiga un espesor adecuado. Puede procurársela desenrollando latas de helados de 10 litros, o las de tomate triturado que usan en las pizzerías. Si basta con pequeñas cantidades, pruebe con las latas de aerosoles vacíos, del lado sin pintar.
Cualquiera sea su fuente de aprovisionamiento, tenga en cuenta que con el correr del tiempo inevitablemente terminará oxidándose. Y si no, mire cómo quedan los blindajes de los sintonizadores rotativos. En los lugares donde esto moleste a un contacto (p. ej. la tapa de un blindaje), tenga la precaución de repasar la zona con soldadura esparcida con un soldador grande, para engrosar la capa de estaño, y luego eliminar la resina aislante con alcohol isopropílico.

* Al querer blindar dentro de una caja una plaqueta, es natural que dicha caja tienda a tener un perímetro horizontal grande en relación con su altura. Si la tapa es horizontal como en (A) de {costuras}, ese gran perímetro implica gran longitud en la que puede producirse un mal contacto entre tapa y caja, con la consiguiente degradación del blindaje.

A pesar de que (B) va en contra de la comodidad mecánica, su mínima longitud de "costura" favorece la integridad del blindaje.

* Lograr la aislación suficiente entre dos LC es más difícil cuanto mayor sea el Q. Dos LC de 230MHz, Qcargado = 50, separados unos 10mm aunque girados 90°, ya estaban con kQ=1. Por lo tanto, no basta en confiar en eso de que girados no se acoplan: hay que interponer blindaje.
 

ALGUNAS CUENTAS

* Hágase un cartelito con los valores que vaya calculando y que volverá a necesitar a menudo en el curso del proyecto, como por ejemplo:

A 500MHz:

10pF.....-j32 ohm
10nH.....+j31 ohm
L x C......101 pF x uH
lambda....600 mm en vacío

Doble faz FR4 con Er=4,8; plaqueta=1,6mm; Cu=0,035mm:

Velocidad relativa = 0,54
Para Z0 = 50ohm, ancho pista = 2,7mm. Para 75ohm = 1,2mm.
Cuadrado de 10 x 10mm con la otra faz como masa = 2,7pF

Alambre recto diámetro 0,50mm:

Lejos de masa tiene aprox 1nH/mm

Patas de transistores, CI, conectores, etc.

 

Péguelo en un lugar bien visible de su puesto de trabajo.

* Las bobinas aumentan sus dimensiones al calentarse, lo cual hace que aumente la inductancia y baje la frecuencia de resonancia. Cuando es necesario mantener ésta, se hace que la capacitancia de sintonía tenga un cierto coeficiente negativo de temperatura. El proceso correcto de cálculo es:
- Comenzando por poner todos los capacitores de tipo NP0 (invariante), medir la variación porcentual de frecuencia al variar la temperatura del circuito entre dos valores conocidos.
- Sabiendo que por cada +1% de variación de capacitancia la frecuencia varía -0,5%, calcular el coeficiente de capacitancia que haría falta para contrarrestar.
Por supuesto que la cuenta dará un valor de coeficiente que no existe como normalizado.
Los únicos coeficientes que se consiguen en plaza son NP0 y N750 (por cada grado que sube, la capacitancia varía 750 partes por millón negativas). Así que la capacitancia de sintonía total deberá formarse dosificando la combinación de capacitores NP0 y N750.
Si bien la relación entre ellos depende de si la bobina es al aire o sobre forma, puede considerarse como típico que se necesita un coeficiente combinado de N150, lo que equivale a 1pF de capacitancia N750 por cada 4pF de NP0, si están en paralelo. Si la capacitancia N750 resulta demasiado chica para el rango obtenible en plaza, optar por colocarla en SERIE, con lo cual deberá ser el cuádruple que los pF de NP0.

* ¿Qué significa "750 partes por millón" para el novato en RF?. Son millonésimas, por lo tanto debería ser algo despreciable... ¿no?. Veamos: 100% es un millón de millonésimas. Entonces, si 1% significa una parte en cien, en este 1% entran diez mil millonésimas. Un capacitor N750 disminuye 750ppm por cada grado centígrado: al subir 26°C (variación perfectamente posible entre que se enciende un aparato y se calentó) habrá disminuido 20.000ppm = 2%. Si es el capacitor de un circuito LC, la frecuencia habrá subido 1%, o sea 100kHz si estaba sintonizado en 10MHz, suponiendo inductancia constante. No tan despreciable...

* Un clásico dilema a la hora de calcular un sintonizado: ¿cuánta inductancia hace falta?. Muy fácil, hay que aplicar la fórmula:
L = 25330 / (C * f^2) donde: L [uH]; C [pF]; f [MHz]
Pero entonces viene el inevitable: ¿y cuánta capacitancia?. Para romper el círculo vicioso, use el ojo de buen cubero: pruebe con ponerle 5pF por cada metro de longitud de onda. Esto resultará en 400pF para 3,5MHz; 10pF para 150MHz; etc., que son valores bastante razonables para empezar. Equivale a elegir reactancias de 100ohm.
Ejemplo de lo que NO se debe: en teoría, se puede diseñar un LC paralelo tal que, conectado directamente (sin derivaciones ni acoples) a un generador y una carga ambos de 50ohm, presente un Q cargado de 10 (reactancias de 2,5 ohm), y resuene a 150MHz: resultaría 2,65nH y 424pF. ¿Y qué hay de malo?. Que la inductancia corresponde a un alambre de unos 3mm, cuyo Q descargado en esta banda seguramente será pobre, y además un capacitor físico no SMD con semejante valor nominal estará prácticamente en su frecuencia de auto resonancia. Pero ese mismo alambre de 3mm probablemente sea un buen inductor en 5GHz.
De modo similar, experimentando con el Qmetro se puede llegar a la conclusión de que "0,5uH es poco en 3,5MHz" porque al aumentar la cantidad de espiras la reactancia inductiva sube más rápido que la resistencia serie, y por lo tanto su cociente (el Q) aumenta. Al menos, hasta un cierto punto, pasado el cual comienza a caer, al acercarse a la autorresonancia paralelo.
Antiguamente, no había inconveniente en diseñar bobinas del volumen necesario para obtener el Q deseado. Hoy en día, la selectividad se logra con filtros cerámicos o a cristal, y los osciladores son sintetizados, y los núcleos de ferrite o carbonyl proveen alta permeancia y buen Q en tamaños reducidos. Pero por si el lector prefiere un diseño "a la antigua", aquí va una explicación a la tradicional rivalidad entre los hinchas de alta relación L/C y los de baja L/C. Con inductores de relativamente alto valor se logra buen Q descargado, con lo cual se minimiza UNA de las causas de corrimiento en frecuencia de un oscilador: por cambio de desfasaje en el elemento activo. Pero entonces se tiene un LC con muy alta resistencia paralelo, que es degradada por la impedancia no estable del elemento activo que se le conecta (bajo Q cargado), otra causa de inestabilidad. Si se elige baja inductancia, se invierten ambas situaciones. La solución obvia es usar alta inductancia pero con derivaciones, normalmente capacitivas (oscilador Clapp o derivados). ¿Consideraciones antiguas dije?. Los sistemas de comunicaciones y radar modernos exigen osciladores con bajo ruido de fase (estabilidad a corto plazo), y se demuestra que ello implica cuidar el Q descargado.

* La clásica fórmula de inductancia para bobinas al aire nos dice que duplicando las espiras pero manteniendo la longitud ocupada (alambre con mitad de diámetro) la inductancia se cuadruplica.
¿Y qué pasa si uso el mismo diámetro de alambre, o sea duplicando la longitud?. Para tener una idea aproximada de dónde estamos, recuerde esto: la nueva inductancia estará entre el doble y el cuádruple.

* Puede ocurrir que se posea los valores de un filtro ya diseñado que cumple con la forma deseada, pero que fue hecho para otra frecuencia u otra impedancia. Supongamos que es un pasabajos de 8MHz y se lo quiere llevar a 16MHz (relación = 2), entonces tanto las inductancias como las capacitancias se dividirán por 2. En cambio, si lo que se quiere es cambiar la impedancia de 50 a 75 ohm (relación = 1,5), multiplicar las inductancias por 1,5 y dividir las capacitancias por el mismo factor.
Se pueden hacer transformaciones más atrevidas, como convertir un pasabajos en pasaaltos o pasabanda, lo que será incluido en otras notas.

 
SI HAY PROBLEMAS

* ¿La respuesta de un circuito varía apreciablemente al pasear la mano por los cables que lo conectan al instrumental?. Abandone todo, y NO siga hasta no haberlo corregido; caso contrario está construyendo un rascacielos sobre un pantano.
- De ser posible use coaxiles de doble blindaje, o semi rígidos. Todos los cables tipo RG59 utilizados actualmente en CATV poseen una o dos hojas metálicas además de la malla (lástima que no sean soldables).
- La malla de un coaxil sobre una superficie conductora forman a su vez una línea de transmisión parásita, con su propia Z0, velocidad, etc. Ciertos casos de coaxiles vivos o pocitos en las respuestas (cuya posición se corre variando la distancia del coaxil a la masa) pueden solucionarse "matando" esa línea parásita enhebrándole cuentas de ferrite con suficiente diámetro interior, las que cumplen así una función de balún 1:1.
- Minimice la diferencia de nivel entre los cables que entran y salen: si el dispositivo a medir es un amplificador, intercale un atenuador en la conexión de salida, antes de salir hacia el instrumento. Y si lo que hay dentro del gabinete es una red que atenúa, lo que habrá que intercalar es un pre o post amplificador. Esta fue la única forma en que se pudo medir confiablemente un filtro a cristal hasta los puntos de -80 ó -100dB.
- Exponga la malla y suéldela al chasis o gabinete justo en el lugar donde lo abandona (ver figura {PasaCoax}).


* Otro caso en que la planicidad mejora: {unirE&S}

Estos dos atenuadores de 6dB, a la entrada y salida de un amplificador de banda ancha, están sólidamente unidos por la chapa del frente. Sin embargo, un modesto alambre uniendo los extremos opuestos ayudó a tranquilizar las variaciones de respuesta al tocar los cables. Lo mismo se logró usando coaxiles de doble malla.

* La figura MASAHIBR muestra cómo variaba la curva de un híbrido de CATV según la forma de ponerle masas.

Sus patas son: entrada, masa, masa, alimentación, masa, masa, salida. Las de masa están unidas internamente al bloque conductor de calor, pero esta continuidad parece que no alcanza. La plaqueta con los microstrip de entrada/salida hace masa con el fondo del gabinete a través de los pilares de sostén.

* A veces se ven transistores con encapsulado tipo pastilla (como el BFR91) calzados en un agujero practicado en la plaqueta, aparentemente para que las patas aterricen directamente en las pistas. Si bien no se pudo demostrar rigurosamente, parece que esta técnica favorece las oscilaciones del orden de los GHz, probablemente por la discontinuidad introducida a las masas.

* Para estimar si un amplificador puede tornarse inestable según la impedancia de carga, pruebe barrerlo en frecuencia retirando un poco el conector que va al generador, y luego reponerlo y hacer lo mismo con el que va a la carga. La idea es que el conector retirado deje pasar un poco de señal a través de la fracción de pF en el conductor central, pero aproximándose a un circuito abierto. El largo de los cables debe ser suficiente como para que quepan varias longitudes de onda. De ese modo, en un cierto intervalo de frecuencias, se le estará presentando todos los valores de reactancia posibles, incluyendo cortocircuito y circuito abierto.
Las pruebas mencionadas suponen que el que el punto de trabajo no se altere significativamente al variar la excitación, y que el circuito tolere desadaptación infinita en la salida.

* ¿¿Armó un circuito y logró una ganancia MAYOR que la especificada por el fabricante del transistor o CI??. Ya sabe lo que hace el santo cuando la limosna es grande...

* Inspeccionar la forma que tiene el espectro de ruido de fondo a la salida de un amplificador o tira de FI puede revelar tendencias a inestabilidad. Si toda la selectividad está concentrada a la entrada, y se aprecia que el circuito está "nervioso" (hay remontes) en frecuencias alejadas del pasabanda, se podrá atacar peligros que pasarían inadvertidos con un barrido convencional.

* Si la tensión de continua a la salida de un detector sin señal es superior a lo que debería ser, sospeche de oscilaciones, que pueden ser fuera de banda.
Si al barrer se observa que en ciertas frecuencias la tensión instantánea es MENOR que sin señal, sospeche que hay una oscilación que se engancha en fase con la señal del generador.
También puede ser que haya algo de acoplamiento en alterna, p. ej. en la red que pre - polariza al detector.

* Las desadaptaciones de generador y carga, y la inexactitud en la Z0 de un coaxil, ocasiona viboreos en las curvas obtenidas al hacer barridos de banda ancha. En un sistema con varios bloques en cascada, interconectados por coaxiles de distinta longitud, puede evidenciarse el cable culpable midiendo la distancia (en MHz) entre lomos. La figura LONGELEC nos propone este experimento:

Curva 0: se normaliza barredor y analizador.
Curva 1: se agrega una cierta longitud de cable.
Curva 2: se desconecta el conductor central en uno de los extremos, pero dejándolo cerquita del conector como para que haya acoplamiento capacitivo.
Curva 3: se desconecta también el otro extremo.
La curva 1 debería presentar una atenuación creciente en forma monotónica con la frecuencia: la viborita es atribuible a errores en el valor de la Z0 del cable y el de las terminaciones.
La curva 2 debería ser la respuesta de un pasaaltos formado por una capacitancia en serie y una resistencia en paralelo. Esta resistencia es la que se ve mirando en el extremo desconectado, y que es la Z0 si ésta coincidiese bien con la impedancia de carga en el extremo sin desconectar.
Pero en 3 está justificada plenamente la naturaleza ondulatoria.
(Desde luego, aunque no se muestre en las figuras, el conductor externo de los coaxiles se conecta a masa).
Corolario: véase cómo se pudo calcular con bastante aproximación la longitud del cable, conociendo el factor de propagación dado por el fabricante. Si se observa una respuesta ondulada al medir un dispositivo, y los cables que conectan su entrada y salida al instrumental son de longitudes bastante distintas, esto ayudará a localizar en cuál se produce el problema. Si en ambos cables hay desadaptación, se tendrá la superposición de dos viboreos.
Esto, o la no planicidad del dispositivo bajo prueba, hace confusa la aplicación de lo mencionado.
Como suele resultar extraño la primera vez que se lo razona, mencionamos lo siguiente: a mayor longitud de cable (y mayor la longitud de onda a la que resuena), tanto MENOR será la separación entre onditas en la pantalla.

* Siempre se debe evitar empalmar coaxiles. Pero si se empalma, ¿cuánto molesta a la respuesta de frecuencia?. La figura {empalme} lo atestigua.

Se normalizó el conjunto barredor + analizador uniéndolos con un cable corto, con sendos atenuadores en sus puntas. Luego se lo cortó y empalmó de varias formas (A, B y C) y se obtuvieron las curvas mostradas. Las caídas obedecen a que en el intervalo del empalme se viola la continuidad de capacitancia distribuida versus inductancia distribuida que determinan la impedancia característica. Una forma de compensar parcialmente es agregando un capacitor físico en la unión: por debajo de una cierta frecuencia se mejora y por encima se atenúa más, pues se está convirtiendo la inductancia parásita del empalme en un pasabajos "T" Chebyscheff. Cuanto más breve sea la discontinuidad, tanto menor será la capacitancia requerida, y mayor la frecuencia de corte.

* Regla de buen cubero: si en una caja se va a poner un amplificador que gane "A" veces, y se tolera una aplanicidad de por ejemplo 1/10 por culpa del acoplamiento entrada - salida, entonces antes de poner el amplificador se debe verificar una aislación de por lo menos 10 veces A.

* Si una curva insiste en hacer pico en una frecuencia no deseada, y al mover los tornillos en vez de correr ese pico sólo baja la ganancia, es porque hay otra cosa que afecta la respuesta.
En un circuito como el de un sintonizador de TV (LC simple en antena; LC doble entre amplificador de RF y conversor), si no se obtiene pozo de sobreacoplado en el interetapa, puede ser por excesivo Q del de antena.

* Al intentar ajustar un filtro "difícil", con muchos componentes variables, puede ocurrir que de golpe se observe que se obtuvo la forma requerida, pero en una frecuencia que no es la deseada. Entonces, ya que había sido imposible ajustarlo con un approach lógico, trate de ir corriéndola de a poquito con pequeños giros a cada ajustador, sin dejar que se pierda la forma que supimos conseguir.

* Reglas de uso del barredor: ¿Curva fea?. Baje nivel del generador (por si hay etapas recortando o excitando modos espúreos). ¿Sigue fea?. Baje ganancia del amplificador testeado (para ver si hay realimentaciones indeseadas).

* Si se varía la impedancia de carga de un oscilador, habrá una cierta variación en su frecuencia. Esto se nota más con los LC que los a cristal. Este problema se soluciona colocando etapas separadoras en el medio. Sin embargo, un transmisor de AM se corría mucho de frecuencia al ajustar el circuito de salida, por más buffers que se agregase. La solución fue extremar las precauciones con el blindaje del oscilador, y el desacople de las alimentaciones.
Otra solución es oscilar en una frecuencia distinta de la de antena: esta es la explicación de por qué desde tiempo inmemorial se estila oscilar en 1/2 de la frecuencia de antena y luego doblar. En los equipos de SSB, aunque por otras razones, tampoco se oscila en la frecuencia de salida (se logra por sumas y restas) y nunca tienen estos problemas.

* El mejor lugar para el filtro de armónicas es AFUERA del transmisor. Adentro hay demasiado campo dando vueltas, y masas muy vivas, todo lo cual malogra el trabajo del filtro. Lo mismo se aplica a las fuentes conmutadas: lo mejor para eliminar el serruchito de frecuencia de conmutación es agregar un capacitor a masa donde la tensión llega a la plaqueta alimentada, en vez de agregarlo en la bornera de la fuente.

* Resumen de enfoques para atacar las captaciones según por dónde se meten:
- ¿Falta de aislación en camino de señal (retrocede)?: poner buffer
- ¿Por alimentación?: desacoplar
- ¿Por radiación?: blindar etapas y cables
- ¿Por masa?: agregar/cortar masas, reubicar etapas

* Si necesita agregar filtrado de interferencia en una conexión:
- ¿No hay masa buena cerca?. Colocar inductancia en serie (cuentas de ferrite p. ej. dentro de un conector DB, embutir el manojo de conductores dentro de un toroide).
- ¿Hay buena masa?. Usar un filtro T o PI. ¿Cuál elegir?. Según qué conexiones le lleguen: conexiones de alta impedancia característica (largos cables volando) deberán "ver" un capacitor a masa; y el/los que vayan a lugares de baja impedancia (p. ej. conexiones cortas a otra plaqueta con desacoples a masa) deberán "ver" un inductor en serie. La idea es introducir la máxima desadaptación a la frecuencia de la interferencia.

* Ojo con cortocircuitar a masa el colector de un transistor de potencia de RF: la energía que se almacena así en el choke de alimentación generará una alta tensión en el momento de retirar el corto que puede matarlo.

* Aunque la propagación escapa al tema de esta nota, aprovechemos para mencionar que es común el error de suponer que una determinado enlace puede resolverse con la fórmula de atenuación del espacio libre.
Ejemplo: se quería colocar una repetidora de TV para hacer llegar un canal de la parte baja de UHF a un pueblito tapado por montañas. La repetidora estaba al borde de un precipicio de unos 100m desde el cual se veía perfectamente el pueblo, a 6km de distancia. Con esto, no hizo falta torre adicional para las antenas retransmisoras, y al calcular la atenuación del trayecto con la fórmula del espacio libre se decidió que el 1/2W que proporciona un híbrido de CATV alcanzaría holgadamente. Pero terminó haciendo falta agregar un amplificador de 5W. Es que el verdadero "espacio libre" se aplica sólo cuando ambas antenas están bien lejos de la superficie (radioenlaces punto a punto), para evitar la captación de multitud de reflexiones superficiales con fase diversa. Caso contrario, se imponen las curvas "50/50" (campo garantizado el 50% del tiempo en el 50% de los receptores) de la Secretaría de Comunicaciones ó la FCC.

* ¿Tiene problemas para hacer andar un superregenerativo?. ¿¿De qué siglo es la revista de donde sacó el circuito??. Estos receptores permiten que una única etapa tenga tanta ganancia como 2 o 3, con mayor selectividad que si no hubiese realimentación, y con "efecto de AGC" inherente a su característica logarítmica. Desventajas: mucho ruido de fondo, distorsión, irradiación, y suelen dejar de oscilar al tocar o prolongar la antena. Pero si actualmente un transistor cuesta centavos, ¿vale la pena ahorrar etapas?. Una alternativa menos sucia para obtener rápido un receptor es robar la tira de 455kHz a una radio vieja, y reemplazar el conversor por un MOSFET de doble compuerta, excitado por un oscilador variable. Para frecuencias de antena superiores a algunos MHz será difícil obtener un rechazo de imagen decente (y en VHF no existiría rechazo, directamente), pero acaso moleste menos que todos los canales adyacentes que penetrarían en un superregenerativo por su menor selectividad.

* Otro caso de ahorro mal entendido: en la universidad nos enseñaron a sacar el re-máximo de ganancia de una etapa de bajo nivel de o FI, y cuáles son las precauciones para evitar que oscile o que haya interacción entre los LC de entrada y salida cuando se los ajusta. Entre nosotros, salvo en frecuencias superiores a unos cientos de MHz, es preferible repartir la ganancia total entre varias etapas de baja ganancia, y esto es un mejor criterio de diseño porque resultará más independiente frente a las variaciones entre un transistor y otro, o por temperatura, más fácil de ajustar, y más barato porque se ahorra la mano de obra de ajuste y los elementos de neutralización.

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