Ricetrasmettitore SSB/CW per 10 GHz senza tarature Matjaz
Vidmar, S53MV
1 – Vantaggi / Svantaggi dei ricetrasmettitori a IF
zero
Gli RTX a media frequenza zero hanno sia vantaggi
che svantaggi se comparati con i
ricetrasmettitori SSB convenzionali con filtri al quarzo e molte conversioni.
Se consideriamo lo stato attuale della tecnologia, i ricetrasmettitori ad IF
zero sono probabilmente molto adatti alle bande radioamatoriali in microonde
basse: 1296MHz, 2304/2320MHz e 5760MHz. Perciò le radio funzionanti sulle
frequenze su menzionate sono state sviluppate per prime.
Benché i ricetrasmettitori a IF zero già pubblicati
per 1296MHz, 2304/2320MHz e 5760MHz permettano numerose modifiche e migliorie
del progetto originale, uno potrebbe voler estendere il progetto di questi
ricetrasmettitori a IF zero ad altre bande di frequenze come si è fatto finora.
Comunque, trasformare il progetto di un trasmettitore su altre bande di
frequenza potrebbe non essere tanto semplice.
I ricetrasmettitori radioamatoriali per 432MHz e
specialmente per i 144MHz richiedono un alta dinamica. Un ricevitore SSB in
144MHz deve essere in grado di resistere a segnali di trasmettitori locali con
potenze di Kilowatts ed avere anche una bassa figura di rumore. La dinamica di
un ricetrasmettitore per i 144MHz è probabilmente molto più gravosa che in uno
per le HF (3-30MHz).
Estendere il progetto del ricetrasmettitore SSB per
i 1296MHz già pubblicato a 432MHz o addirittura a 144MHz non ha molto senso. La dinamica dei mixer
subarmonici usati nel RTX a 1296MHz è certamente insufficiente per l’utilizzo
attuale sulle bande radioamatoriali dei 144MHz.
A causa delle troppe stazioni con alte potenze, persino la rivelazione diretta della
modulazione di ampiezza nel semplice mixer subarmonico sarebbe un
problema. Un ricetrasmettitore ad IF
zero per i 144MHz richiederebbe un mixer migliore operante alla frequenza
fondamentale dell’oscillatore locale.
Dall’altro lato non è facile reperire componenti adatti per le SHF. Oggi
(transistor, diodi, ecc.) si possono trovare senza difficoltà in
commercio ma sono richiesti molti sforzi per rendere questi componenti operanti
anche a 24GHz . Ci sono poi pochissimi componenti adatti per i 47GHz o
frequenze più alte. Inoltre, precisione di frequenza, bilanciamento dei mixer a
quadratura, stabilità meccanica ed efficienza della schermatura sono molto più
difficili da ottenere alle alte frequenze.
In questo articolo verrà descritto un
ricetrasmettitore per SSB/CW per 10368MHz .
Il progetto è basato sugli stessi componenti utilizzati nel modello a 5760MHz: gli HEMT
sono usati da amplificatori e le
quaterne di diodi Schottky BAT14-099R sono usate da mixer subarmonici. Sebbene
i 10GHz non rappresentano ancora un problema per gli HEMT, questa frequenza
sembra essere il limite superiore per le quaterne di diodi Schottky BAT14-099R.
Le quaterne BAT14-099R fabbricate nel relativamente grosso e asimmetrico
package SOT-143 causano problemi di sbilanciamento nei mixer.
Il ricetrasmettitore SSB a 10GHz include anch’esso
il commutatore d’antenna a diodo PIN. Il front-end è realizzato su laminato in
Teflon, mentre gli altri circuiti a microstrip sono costruiti su convenzionale
vetronite tipo FR4, inclusi i vari filtri passa banda per 10GHz. Le sezioni IF
ed AF sono naturalmente identiche a quelle usate nei ricetrasmettitori per
1296MHz, 2304 e 5760MHz.
2 – VCXO modificato e stadi moltiplicatori
Benchè la banda radioamatoriale dei 10GHz si estenda
da 10000MHz a 10500MHz, la maggior parte delle comunicazioni a banda stretta
sono concentrate appena sopra i 10368MHz. In futuro ci dovremmo aspettare anche
attività nel segmento della banda satelliti (10450-10500MHz), probabilmente
concentrata attorno ai 10450MHz.
10368MHz è un multiplo di alcune frequenze molto
popolari ai radioamatori. Per esempio 10368MHz e’ la nona armonica di 1152MHz,
la frequenza di riferimento che viene usata per generare anche 2304MHz, 3456MHz,
5760MHz e 24192MHz. 10368MHz è anche
l’ottava armonica di 1296MHz che suggerirebbe l’uso dello stesso VCXO e catena
di moltiplicazione per 648MHz con il solito stadio moltiplicatore addizionale
(8X) ottenendo 5184MHz per i mixer subarmonici.
Comunque, ha senso modificare il VCXO per l’utilizzo
a 10368MHz. Lo spostamento relativo di frequenza del quarzo dovrà essere otto
volte inferiore visto lo stadio moltiplicatore addizionale. D’altra parte la
stabilità in frequenza sarà più critica a 10368MHz rispetto a quanto lo è a
1296MHz.
Queste esigenze possono essere soddisfatte
sostituendo il VCXO originale con quarzo da 18MHz in risonanza fondamentale con
un VCXO modificato che utilizza la terza overtone di un quarzo da 27MHz. I
quarzi in overtone hanno un Q superiore a quelli in fondamentale perciò si
ottiene una migliore stabilità di frequenza. Viceversa il range di spostamento
della frequenza di un quarzo in overtone è molto ristretta ed appena
sufficiente per il ricetrasmettitore a 10GHz.
Fortunatamente i circuiti stampati di entrambi i
VCXO sono similari e il medesimo circuito stampato può essere utilizzato per
entrambi i ricetrasmettitori, inclusa la catena moltiplicatrice a 648MHz.
Naturalmente il ricetrasmettitore a 10GHz
richiede un moltiplicatore addizionale per arrivare a 5184MHz costruito
con la tecnica delle microstrip come nel RTX a 5760MHz. La frequenza in
ingresso a 648MHz è moltiplicata prima per quattro (2592MHz) e poi duplicata
per ottenere i 5184MHz.
Il VCXO modificato e la catena di moltiplicazione a
648MHz sono visibili in Fig.1. Un quarzo
da 27.000MHz è necessario per operare a 10368MHz. La banda di spostamento di
frequenza è veramente piccola rispetto all’esteso range di capacità del diodo
varactor MV1404. La copertura in frequenza raggiunge appena 150-200KHz alla
frequenza finale centrata attorno 10368.100MHz.
Una copertura di soli 150KHz è comunque sufficiente
per operazioni a 10GHz con banda stretta, anche grazie alla ragionevole stabilità di frequenza. Fortunatamente i quarzi da 27.000MHz vengono
utilizzati nei decoder Teletext in diversi modelli di TV. Grazie all’elevata
produzione di massa di questi economici quarzi si ottiene un elevata stabilità
di frequenza.
L’oscillatore overtone medesimo (BFX89) è progettato
per ridurre il carico e perciò anche il surriscaldamento del quarzo, per
migliorare ulteriormente la stabilità di frequenza. Il VCXO è seguito da due
circuiti accordati (L2 e L3) sintonizzati a 54MHz. Gli stadi moltiplicatori che
seguono sono identici a quelli usati nel ricetrasmettitore a 1296MHz e sono
sintonizzati a 162MHz (3X), 324MHz (2X)
e 648MHz (2X).
Dato che il modulo a 648MHz è seguito da uno stadio
moltiplicatore per 5184MHz nel RTX a 10368MHz sarà sufficiente una potenza di
10mW (+10dBm) a 648MHz. Perciò le resistenze di alimentazione degli stadi
moltiplicatori sono state aumentate a 330ohm, 330ohm e 220ohm. Cosicché il circuito stampato è identico a quello
della versione a 1296MHz con solo
qualche piccola variazione nella disposizione dei componenti per cui gli schemi
corrispondenti non verranno ulteriormente pubblicati.
Il diagramma circuitale del moltiplicatore
addizionale per 5184MHz è visibile in Fig.2 . Il circuito include quattro
HEMT ATF35376. Il primo HEMT è
sovrapilotato dai 648MHz per produrre molte armoniche. Il filtro microstrip
passa banda che segue (L3, L4, L5, L6,
L7 ed L8) selezionano la quarta armonica a 2592MHz. Il secondo HEMT amplifica
il segnale a 2592MHz per pilotare il
terzo HEMT che funge da duplicatore di frequenza. Il duplicatore è seguito un
filtro passa banda a 5184MHz (L15, L16,
L17, L18, L19 ed L20) il segnale a
5184MHz infine viene amplificato dall’ultimo HEMT per ottenere 20mW (+13dBm).
Il moltiplicatore addizionale per 5184MHz è
costruito su un PCB in vetronite da 0.8mm
tipo FR4 doppia faccia in tecnologia microstrip dalle dimensioni di
20mmX120mm come visibile in Fig.3 . La
disposizione componenti corrispondente è visibile in Fig.4 . Il moltiplicatore a 5184MHz deve produrre la
potenza d’uscita come da progetto
(+13dBm) senza nessuna taratura, ottenuta grazie al montaggio corretto
dei componenti ed alla loro messa a terra ottimale.
3 - Mixer in trasmissione per 10368MHz
Lo schema del mixer a quadratura in trasmissione per
i 10368MHz è visibile in Fig.5 . Il segnale dell’oscillatore locale viene preso
da un accoppiatore da –15dB il livello dell’oscillatore locale viene poi
rigenerato dallo stadio amplificatore (ATF35376) che alimenta i due mixer
subarmonici equipaggiati con le quaterne di diodi Schottky BAT14-099R. Il filtro passa basso da 5GHz attenua la
seconda armonica a 10GHz evitando di compromettere la simmetria dei mixer.
La reiezione della banda indesiderata dei mixer
subarmonici BAT14-099R è di soli 10-15dB a 10368MHz. La causa principale di
questa scarsa reiezione della banda indesiderata e soprattutto da attribuire al
relativamente grosso ed asimmetrico package SOT-143. Il PIN 1 di questo package
SMD è più grosso rispetto ai rimanenti tre. Sfortunatamente le quaterne di
diodi Schottky perfettamente simmetrici ed adatti per impieghi in microonde
sono difficili da reperire e molto costosi rispetto ai BAT14-099R .
Ciò nonostante il bilanciamento dei mixer
subarmonici può essere corretto tramite una tensione DC di predisposizione
applicata ai diodi. Il mixer a quadratura in trasmissione a 10368MHz contiene
perciò anche due trimmer da 10Kohm per regolare il bilanciamento dei mixer.
Così facendo la reiezione della banda indesiderata può essere migliorata fino
ad oltre 30dB.
I due segnali a 10GHz vengono combinati in un anello
ibrido a quadratura. L’anello ibrido è costruito con un impedenza di 100ohm per
risparmiare spazio sulla scheda. Trasformatori in quarto d’onda sono poi
utilizzati per riportare l’impedenza a 50ohm. Per questo motivo gli schemi
elettrici di entrambi i mixer subarmonici sono leggermente diversi da quelli
usati nei ricetrasmettitori da 1296, 2304 e5760MHz. L’anello ibrido è seguito
da un filtro passa banda a 10368MHz
(L36, L37, L38, L39 ed L40). Quest’ultimo rimuove sia il residuo
dell’oscillatore locale che gli altri prodotti indesiderati del mixer. Dopo il
filtraggio il segnale SSB a 10368MHz è piuttosto debole (circa 30uW o –15dBm),
per cui due stadi di amplificazione con HEMT ATF35376 vengono usati per
aumentare il livello del segnale in uscita fino a circa 2.5mW (+4dBm).
Il mixer a quadratura in trasmissione per i 10368MHz
è costruito su un PCB in vetronite da 0.8mm
tipo FR4 doppia faccia in tecnologia microstrip dalle dimensioni di
30mmX120mm come visibile in Fig.6 . La
disposizione componenti corrispondente è visibile in Fig.7 . Siccome tramite i
trimmer da 10Kohm e’ possibile solamente un arrangiamento in senso positivo, i
BAT14-099R devono essere orientati in modo corretto ne circuito. In particolare,
uno dei due deve essere installato al rovescio.
Esclusi i trimmer di bilanciamento il mixer a
quadratura in trasmissione per i 10368MHz non richiede alcuna taratura.
Entrambi i trimmer di bilanciamento sono tarati semplicemente per ottenere la minima potenza in uscita quando non vi è
modulazione. Questa operazione viene fatta nel miglior modo a ricetrasmettitore
finito.
4 – Front-end per 10368MHz
Lo schema del front-end RF per i 10368MHz è visibile
in Fig.8 . Il front-end RF include l’amplificatore di potenza in trasmissione,
un amplificatore a bassa cifra di rumore in ricezione ed un commutatore
d’antenna a diodo PIN. Diversamente dai front-end per i 1295, 2304 o 5760MHz
costruiti in vetronite di tipo FR4, il front-end per i 10368MHz per ridurre le
perdite a radiofrequenza è costruito su un PCB di laminato in Teflon da 0.5mm
di spessore doppia faccia in tecnologia microstrip.
Costruendo il circuito in microstri su laminato
Teflon/fibra di vetro (spessore 0.5mm o
Il finale di potenza del trasmettitore è realizzato
con economici HEMT, perciò la sua potenza di uscita al connettore
d’antenna è limitata a 100mW (+20dBm). L’amplificatore
include uno stadio pilota HEMT ATF35376 seguito da due HEMT ATF35376 in
parallelo come stadio finale di uscita. La resistenza da 100ohm tra L5 ed L6
migliora la divisione di potenza e previene auto oscillazioni parassite dello
stadio finale.
I due HEMT di uscita ricevono un bias positivo sul
GATE sia in trasmissione che in ricezione. In trasmissione i transistor si
generano autonomamente la tensione di bias come accade nel trasmettitore a
5760MHz. Naturalmente l’alimentazione
+4VTX richiede una resistenza per limitare la corrente.
Il commutatore di antenna come nel corrispondente
RTX a 5760MHz utilizza un unico shunt a diodo PIN BAR80. Comunque la capacità
parassita del BAR80 è troppo alta per operare a 10368MHz, perciò si deve
utilizzare il nuovo diodo PIN BAR81(componente SMD marcato “ABs” o “BBs”
entrambi in package MW-4). La capacità parassita del nuovo BAR81 è meno della
metà di quella del vecchio BAR80. La perdita di inserzione del BAR81 viene
ottenuta applicando un bias negativo (+-PIN) durante la ricezione. In
trasmissione il BAR81 viene commutato ad ON ed il corto circuito viene
trasformato da L15 in un circuito aperto al nodo sommatore.
La perdita di inserzione del BAR81 nel percorso di
ricezione supera i 20dB e questo e sufficiente a proteggere il ricevitore.
Durante la ricezione, i due HEMT del finale fungono da corto circuito grazie
alla tensione di bias positiva sui GATE. Il corto circuito si trasforma tramite
effetti parassiti dei package, L7, L8 e le linee di interconnessione (lunghezza
elettrica totale ¾ Lambda) in un circuito aperto nel nodo sommatore.
Siccome non si aspettano forti segnali nella banda
dei 10GHz , l’LNA per 10368MHz include due stadi con HEMT ATF35376. Il guadagno
complessivo considerando le perdite nella rete di commutazione d’antenna e dei due
filtri passa banda a 10368MHz ammonta a circa 23dB.
Il front-end RF per i 10368MHz è costruito su un PCB
di laminato in Teflon/fibra di vetro da 0.5mm
a doppia faccia in tecnologia microstrip dalle dimensioni di 30mmX80mm
come visibile in Fig.9 . La disposizione
componenti corrispondente è visibile in Fig.10 . Un laminato di Teflon a bassa perdita
consente una potenza di uscita superiore ed una migliore figura di rumore.
D’altra parte però il laminato in Teflon non sopprime le oscillazioni parassite
degli HEMT nel range della frequenze millimetriche. Queste oscillazioni devono
essere tenute sotto controllo con resistenze smorzatrici, di solito connesse
tra GATE e SOURCE.
Il front-end RF per i 10368MHz contiene un unico
punto di taratura . Un pezzo di linea capacitiva (un foglietto in rame dalle
dimensioni di 2mmX3mm) che va aggiunto ad L13 per aumentare l’accoppiamento in
antenna, il che dipende anche dal tipo di installazione del cavo d’antenna e
dal connettore. Questo foglietto di rame di accordo permette di aumentare la
potenza di uscita di 1dB o, in altre parole, la potenza di uscita potrebbe
essere anche inferiore a 80mW senza fare tarature.
5 – Mixer a quadratura in ricezione per 10368MHz
Lo schema del mixer a quadratura in ricezione per i
10368MHz è visibile in Fig.11. Esso differisce dal progetto del mixer per i 5760MHz nell’anello ibrido a
quadratura e nel mixer subarmonico con i diodi BAT14-099R. Il modulo include
due amplificatori RF con HEMT ATF35376, due filtri passa banda a 10368MHz, due
mixer subarmonici che lavorano in quadratura e due preamplificatori di IF
identici realizzati con transistor BF199.
Il mixer subarmonico è identico a quello nel
trasmettitore utilizzante le quaterne di diodi Schottki BAT14-099R. Entrambi i
mixer sono alimentati in fase (L49 ed L50) con il segnale dell’oscillatore
locale. Il segnale RF di ingresso è diviso da un anello ibrido in quadratura
con impedenza di 100ohm (L25, L26, L27 ed L28). La trasformazione d’impedenza è
ottenuta dalle linne da un quarto d’onda L23, L29 ed L30.
I mixer sono seguiti da due preamplificatori di IF
con transistor BF199 come per quelli utilizzati nei ricevitori per 1296, 2304 e
5760MHz. Le impedenze di blocco da 3.3mH si possono sostituire con altre di
valore inferiore, siccome non ci
aspettiamo forti segnali (sia radioamatoriali che fuori banda) a 10GHz.
Le impedenze di blocco con valore inferiore sono meno sensibili ai campi
magnetici interferenti a frequenze basse, inclusi i fastidiosi campi magnetici
generati dal ricetrasmettitore stesso.
Il mixer a quadratura in ricezione per i 10386MHz è
costruito su un PCB in vetronite da 0.8mm
tipo FR4 doppia faccia in tecnologia microstrip dalle dimensioni di
30mmX120mm come visibile in Fig.12 . La
disposizione componenti corrispondente è visibile in Fig.13 . Nella banda dei
10GHz un quarto d’onda e corto appena 4mm su vetronite FR4 o 5mm su schede in
Teflon, il che permette l’uso di circuiti a microstrip più complessi. Ad
esempio le impedenze di blocco nelle linee di alimentazione/bias sono
realizzate come un filtro passa basso a due sezioni nella parte RF del
front-end in Teflon, e come filtri passa banda a tre sezioni in entrambi i
mixer realizzati sugli stampati in FR4. Queste impedenze di blocco RF
migliorate realizzano una perdita di inserzione inferiore ed un crosstalk più
basso.
Il mixer a quadratura in ricezione per i 10386MHz
non richiede tarature. Comunque, il transistor preamplificatore di IF (BF199)
va selezionato per il più basso rumore. Pare che questi transistor non abbiano
un andamento della cifra di rumore “1/f” garantita. In tutti gli esemplari
costruiti i transistor BF199 PHILIPS hanno dimostrato il minimo rumore
prodotto.
6 – Costruzione del ricetrasmettitore SSB a IF zero
per 10368MHz
Il ricetrasmettitore SSB/CW a IF zero per 10368MHz
utilizza lo stesso modulatore a quadratura, amplificatore IF ed il demodulatore
come nei ricetrasmettitori per 1296, 2304/2320 e 5760MHz. Anche se vengono
utilizzati i medesimi semiconduttori della versione a 5760MHz , la resistenza
limitatrice di corrente nel modulo commutatore RX/TX deve essere da 82ohm, 1W.
Il nuovo diodo PIN BAR81 richiede anche il piccolo
modulo PIN-driver anche usato nel ricetrasmettitore a 5760MHz. Anche se il
moderno BAR81 è migliore rispetto al vecchio BAR80, il guadagno complessivo in
ricezione sarebbe di pochi dB se non si applicasse la tensione di bias al diodo
PIN, il segnale +-PIN viene semplicemente connesso al +12VTX. Questo significa
che ha senso utilizzare il nuovo BAR81 anche nel ricetrasmettitore a 5760MHz,
mentre il vecchio BAR80 e più che sufficiente per i 1296 o 2304/2320MHz.
Nella gamma dei 10GHz , anche una minuscolo
componente SMD e relativamente grosso se
comparato con la lunghezza d’onda di soli 29mm. La grandezza di resistenze e
condensatori viene normalmente espressa in centesimi di pollice (0.254mm). I
primi componenti SMD sono stati quelli di tipo 1206 (dimensioni di circa
3mmX1.5mm). Oggi, molti componenti SMD sono disponibili con dimensioni 0805 e
0603, mentre i più moderni componenti sono i 0402 (dimensioni di 1mmX0.5mm).
I grossi condensatori di tipo 1206 non vanno usati
per il ricetrasmettitore a 10368MHz, siccome presentano una risonanza parassita
interna nella gamma dei 10GHz. La frequenza di risonanza parassita viene
ulteriormente diminuita dalla costante dieletrica alta della ceramica usata per
costruire questi condensatori. Nel ricetrasmettitore
a 10368MHz si devono utilizzare solo componenti SMD di tipo 0805 o di
dimensioni inferiori.
Nella range dei 10GHz ha senso utilizzare
condensatori dal valore basso (perlopiù 6.8pF negli schemi elettrici), essendo
essi costruiti con ceramica a bassa perdita (di colore BIANCO) con costante
dielettrica moderata e risonanze interne al di sopra dei 18GHz. I condensatori
di valori più alti realizzati con ceramiche colorate (porpora o marrone)
presentano grosse perdite a radiofrequenza e frequenza di risonanza inferiore.
Infine resistenze e condensatori più nuovi e minuscoli di tipo 0402 sono
utilizzabili anche a 24GHz.
I componenti principali dei moduli RF operanti a
10368MHz sono gli HEMT ATF35376, benché esistano molti dispositivi similari
prodotti da altri costruttori che presentano gli stessi parametri S con
condizioni di bias simili. Quando si selezionano questi dispositivi occorre far
attenzione al valore di Idss, questo perché molti di questi transistor operano
senza bias per semplicità del circuito.
Una Idss di circa 30mA è ottimale. Dispositivi che
presentano in Idss superiore sono utili per l’amplificatore finale del
trasmettitore. Se non si riesce ad ottenere dispositivi con Idss bassa, allora
occorre diminuire la resistenza da 270ohm ½ W (o similare) per permettere il
corretto funzionamento dei regolatori a shunt realizzati da Zener o da LED.
Selezioni a bassa cifra di rumore di questi dispositivi, come gli ATF35176 o
gli ATF35076, normalmente presentano Idss superiori !
La sezione a media frequenza audio di
ricetrasmettitori a IF zero o a conversione diretta per i 10368MHz richiede
anche un accurata selezione dei componenti attivi i quali devono avere il piu
basso coefficiente di rumore “1/f” o “popcorn noise” possibile. L’esperienza accumulata
durante la costruzione di diversi ricetrasmettitori per 1296, 2304/2320, 5760 e
10368MHz ha evidenziato che transistor di tipo BF199 PHILIPS ci permettono di ottenere i migliori
risultati nel preamplificatore di IF . Comunque, anche certi esemplari di
transistor BC238 molto rumorosi vanno rimpiazzati anche nel amplificatore IF a
quadratura. Sembra proprio che gli scarti di fabbricazione che non superano le
specifiche di rumore “1/f” vengano mandati ai negozietti per l’hobbista
elettronico. Comunque recuperi o avanzi industriali di questi transistor (i
quali subiscono rigorosi controlli di qualità)
si possono trovare nelle solite fiere mercato radioamatoriali, questi
ultimi di solito producono il risultato migliore.
I moduli RF del ricetrasmettitore SSB a 10368MHz
hanno le stesse dimensioni dei corrispondenti moduli della controparte a
5760MHz, ma la posizione esatta delle connessioni elettriche è un po’
differente. Gli scatolini di schermatura
vanno realizzati accuratamente con sottili fogli di ottone, dato che il
ricetrasmettitore SSB a 10368MHz e ancora più suscettibile ad effetti
microfonici e perdite in radiofrequenza. Entrambi i mixer in trasmissione e
ricezione ed il front-end RF richiedono un assorbitore in schiuma antistatica
(absorber per microonde) dello spessore di 1cm da installare negli scatolini al livello del
coperchio.
Il modulo VCXO non richiede il coperchio inferiore
come nelle versioni per 1296MHz, dato che 10368MHz è la sedicesima armonica dei
648MHz. Invece il moltiplicatore addizionale per 5184MHz ed i moduli RF vanno
schermati accuratamente. I condensatori passanti efficienti vanno utilizzati
altrove. Tutte le interconnessioni RF vanno realizzate con cavi in Teflon
flessibili con doppia calza di schermatura o con cavo coassiale semirigido
UT085. L’intero ricetrasmettitore SSB a 10368MHz può essere installato nello
stesso contenitore descritto per le versioni a 1296, 2304/2320MHz e 5760MHz con
scatolato centrale dalle dimensioni interne di
60mm di altezza per 180mm di larghezza e 180mm di profondità. La
disposizione dei moduli è la stessa della versione per 5760MHz incluso i
cablaggi fra i moduli.
Per evitare gli effetti microfonici l’altoparlante
non va installato all’interno del ricetrasmettitore. Questi effetti si possono
ridurre utilizzando scatolini fabbricati a macchina. Le vibrazioni meccaniche
possono essere controllate inserendo dei pezzi di schiuma plastica fra i moduli
realizzando una sorta di assorbitore acustico.
7 – Controllo del ricetrasmettitore SSB a IF zero
per 10386MHz
La taratura del ricetrasmettitore inizia
dall’allineamento del VCXO e degli stadi moltiplicatori. Il VCXO va tarato per
ottenere la copertura di frequenza desiderata. Gli stadi moltiplicatori sono
semplicemente allineati per la massima potenza in uscita. Il massimo pilotaggio
si può verificare controllando la tensione di rettificazione sulla base del
transistor seguente, misurandola tramite un impedenza di blocco RF adeguata. Il
massimo del 648MHz e misurabile controllando la minima corrente di DRAIN nel
moltiplicatore a 2592MHz. Sebbene il seguente
moltiplicatore non richiede nessuna taratura il livello di uscita
(+13dBm a 5184MHz) va verificato.
Siccome il ricevitore non richiede tarature, deve
già essere operativo. Per prima cosa, si deve verificare l’amplificazione
complessiva. Il rumore in ricezione deve crollare non appena si toglie
l’alimentazione all’LNA. Se si sconnette l’amplificatore di IF il rumore deve
sparire del tutto.
Dopodiché si collega il ricevitore ad un antenna e
si sintonizza un debole segnale non modulato (un beacon lontano ecc.). Inoltre
seppure il segnale ricevuto sia abbastanza debole si dovrà ascoltare
dall’altoparlante anche il segnale immagine.
Il segnale dell’immagine si riconosce per il fatto che cambia frequenza
all’incontrario rispetto alla sintonia. L’immagine a questo punto va attenuata
agendo sui due trimmer, di quadratura di fase e bilanciamento di ampiezza, nel
amplificatore IF.
Il trasmettitore va per prima controllato per la
potenza d’uscita. La piena potenza di uscita si deve ottenere con il trimmer
nel modulatore ad 1/3 della resistenza in CW. La tensione DC nel transistor del
finale deve raggiungere il massimo consentito dallo Zener a 4.7Volt. In fine,
la potenza di uscita si ottimizza con il lamierino di taratura su L13.
Il trasmettitore va poi commutato in SSB per il
bilanciamento di entrambi i mixer in trasmissione. I due trimmer da 10Kohm
vanno semplicemente tarati per la minima potenza in uscita in assenza di
modulazione. Sfortunatamente questa taratura è influenzata dalla temperatura
dei diodi del mixer e dal livello di pilotaggio dato dall’oscillatore locale a
5184MHz, perciò il grado di soppressione della banda indesiderata non sarà così
buono come nei test in fase di taratura.
La modulazione SSB va verificata tramite un
collegamento radio in SSB con un altro radioamatore a 10368MHz. In particolare
va verificata la corretta modalità di emissione, USB o LSB. Dato che è facile
scambiare per errore le linee di I e Q in modulazione. La stazione del corrispondente
deve anche verificare la perdita della portante o lo sbilanciamento dei mixer.
Sentito come un tono a 1365Hz sommato alla modulazione.
In fine, vanno controllate le schermature di tutto
il ricetrasmettitore. Agitare una mano davanti all’antenna di solito causa un
sibilo a 1365Hz in ricezione. Quest’ultimo è generato da perdite
nell’oscillatore locale, la frequenza viene spostata per effetto Doppler dal
muoversi della mano ed il segnale infine è catturato dall’antenna. Benché
questo effetto non si possa eliminare del tutto con i precedenti suggerimenti
per la costruzione meccanica, esso sarà abbastanza ridotto assicurando un
utilizzo normale del ricetrasmettitore. Naturalmente, la sensibilità del
ricevitore e la schermatura dell’apparato si possono anche verificare
utilizzando un tubo al neon come già descritto per i ricetrasmettitori a 1296,
2304 e 5760MHz.
L’assorbimanento di corrente del ricetrasmettitore a
10368MHz descritto è di circa 390mA durante la ricezione senza segnali con
alimentazione nominale di 12.6V. L’assorbimento di corrente del trasmettitore è
inversamente proporzionale alla potenza in uscita e va da 550mA per CW o picchi
di modulazione in SSB a oltre 580mA (SSB in assenza di modulazione).
L’assorbimento può essere ridotto sostanzialmente se si utilizza un più
efficiente regolatore di tensione per alimentare i diversi stadi ad HEMT con la
tensione operativa di soli 2V.
Riferimenti:
[1] Matjaz Vidmar:
“Ricetrasmettitori SSB per 1296, 2304 e 5760MHz senza tarature”.
Elenco delle figure:
Fig. 1 - VCXO e moltiplicatori per 648MHz.Fig. 2 – Moltiplicatore per 5184MHz.Fig. 3 – Circuito stampato del moltiplicatore per 5184MHz (0.8mm doppia faccia FR4).Fig. 4 – Disposizione componenti del moltiplicatore per 5184MHz.Fig. 5 – Mixer in trasmissione per 10368MHz.Fig. 6 - Circuito stampato del mixer TX per 10368MHz (0.8mm doppia faccia FR4).Fig. 7 - Disposizione componenti del mixer TX per 10368MHz.Fig. 8 – Front-enf RF per 10368MHz.Fig. 9 – Circuito stampato del front-enf RF per 10368MHz(0.5mm glassfiber-teflon Er=2.55).Fig. 10 - Disposizione componenti del front-enf RF per 10368MHz.
Fig. 11 - Mixer in ricezione per 10368MHz.
Fig. 12 - Circuito stampato del mixer RX per 10368MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 13 - Disposizione componenti del mixer RX per 10368MHz.