Ricetrasmettitori  SSB / CW per 1.3, 2.3, 5.7 GHz senza tarature di Matjaz Vidmar, S53MV

Tradotto in Italiano da Sergio Brovero I1KFH e da Domenico Rota KB9WNA/IZ1CYM

 

Riassunto:

 

Una nuova varietà di ricetrasmettitori SSB per microonde semplici, piccoli, a basso costo, potenti e leggeri, perfetti per essere portati sulle cime di montagne o colline. Tutti basati sulla conversione diretta, trasmettitori e ricevitori SSB di tipo Weaver. Le frequenze operative sono  1.3GHz, 2.3GHz, 5.7GHz e 10GHz . Con potenze di uscita che vanno da 1W per le frequenze più basse (23cm) fino a 0.1W per le radio a frequenze più alte (3cm). Commutazione da trasmissione a ricezione tramite diodi PIN.

 

1 – Progetto di ricetrasmettitori SSB per microonde

 

Quando si discute di ricetrasmettitori SSB, la prima domanda a cui dobbiamo rispondere è probabilmente questa: ha senso sviluppare e costruire nuove radio SSB ?  Oggi i ricetrasmettitori SSB sono prodotti in massa per frequenze al di sotto di 30MHz, ci sono meno possibilità invece per ricetrasmettitori a 144MHz o 432MHz SSB, e pochi apparati disponibili per 1296MHz e  qualcuno per frequenze più alte.

Molti radioamatori utilizzano perciò ricetrasmettitori da base (spesso prodotti commerciali) operanti a bassa frequenza con opportuni convertitori per ricezione e trasmissione o transverter per operare a 1296MHz o frequenze più alte. Il più popolare ricetrasmettitore da base utilizzato in questi casi è il buon vecchio IC202. Tutta l’attività a banda stretta è perciò concentrata nei 200KHz iniziali dei segmenti di  banda delle microonde come 1296.000 – 1296.200, 2304.000 – 2304.200 ecc. ciò per la limitata copertura di frequenza del IC202.

I transverter sono sempre stati considerati una soluzione tecnica povera per molte ragioni. I convertitori in ricezione abitualmente degradano il range dinamico del ricevitore mentre invece i convertitori in trasmissione dissipano buona parte della potenza RF del ricetrasmettitore SSB da base. Entrambi i convertitori in ricezione e trasmissione poi generano un gran numero di prodotti spuri del mixer che sono veramente difficili da filtrare via  in relazione armonica delle bande radioamatoriali, 144/432/1296… .

Comunque, il difetto peggiore di molti transverter è l’infiltrazione di forti segnali in ingresso o in uscita nella banda della media frequenza del ricetrasmettitore base.

Questo problema sembra diventare peggiore usando i 144MHz come prima IF. Forti segnali in 144MHz da stazioni con grossi schieramenti di antenne possono disturbare la prima IF anche a distanze di 50/100Km. Essendo il problema reciproco, operatori negligenti di radio per microonde possono anche stabilire un collegamento bilaterale a 144MHz invece che tramite il transverter e l’antenna per i 1296MHz o frequenze più alte.

Qualche microondista ha risolto il problema prima menzionato installando un quarzo differente nel transverter così ad esempio 1296.000 viene convertita in segmenti della banda meno usati attorno a 144.700MHz.  Operatori di microonde più seri usano transverter con IF da 28MHz, 50MHz ed anche 70MHz per evitare i problemi sopra menzionati. Nessuna di queste soluzioni è economica. Il problema più grave è trascinare il grosso ricetrasmettitore per 144MHz o un HF all mode assieme al sistema di  alimentazione sulla cima di una montagna.

Anche il buon vecchio IC202 ha i suoi problemi. Questa radio è fuori produzione da più di una decade. Non si possono acquistare nuove radio mentre invece la manutenzione delle vecchie è sempre più difficoltosa. Le radio di seconda mano si trovano spesso in scarse condizioni per le molte modifiche e “migliorie” fatte dai proprietari precedenti. Come conclusione, oggi ha senso progettare e costruire radio SSB a 1296MHz e per  frequenze superiori !

Allora, visti i problemi sopra menzionati conosciutissimi e non nuovi, molte soluzioni tecniche sono state considerate dai diversi progettisti. Molte soluzioni scartate per l’alta complessità, l’alto costo e per l’elevata difficoltà di costruzione, anche se comparate con la complessa combinazione di ricetrasmettitore base e transverter.

Molti ricetrasmettitori commerciali per SSB comprendono modulatore e demodulatore operanti su media frequenza alta, come si può vedere in Fig.1.

Il segnale SSB risultante viene convertito alla frequenza operativa nel trasmettitore e poi mandato alla media frequenza nel ricevitore. Entrambi trasmettitore e ricevitore usano componenti costosi come i filtri al quarzo. Oltre ai filtri al quarzo, è richiesto un filtraggio  addizionale nella parte RF per attenuare frequenze immagine e prodotti spuri dei mixer di ricezione e trasmissione.

Il progetto dei ricetrasmettitori convenzionali (a media frequenza alta) per le SSB risale ai tempi dei tubi termoionici, quando i componenti attivi (i tubi) erano costosi ed inaffidabili. I componenti passivi come i filtri non erano molto critici. Le complicate procedure di taratura rappresentavano solamente una frazione del costo complessivo delle valvole di un ricetrasmettitore per SSB.

I filtri al quarzo per SSB normalmente operano su frequenze attorno a 10MHz . Una doppia o anche tripla conversione verso l’alto sono necessarie per raggiungere le frequenze delle microonde nel trasmettitore. Dall’altra parte una doppia o tripla conversione verso il basso necessita nel ricevitore per raggiungere la frequenza del filtro al quarzo. I ricetrasmettitori commerciali SSB VHF/UHF perciò  economizzano su questi componenti costosi condividendo alcuni stadi fra trasmettitore e ricevitore.

Un ricetrasmettitore SSB convenzionale per microonde è perciò complesso e costoso. Costruire un tale ricetrasmettitore in condizioni amatoriali è difficoltoso nella migliore ipotesi.  Necessita molto lavoro e molta strumentazione per microonde costosa. Il risultato finale poi è certamente non economico e nemmeno valido quanto la nota combinazione transverter + RTX base.

 

Conversione Diretta

 

Fortunatamente, componenti costosi come i filtri al quarzo e complicate conversioni non sono componenti essenziali per un ricetrasmettitore SSB. Esistono altri progetti per ricetrasmettitori SSB economici e facili da realizzare  in condizioni amatoriali. Il progetto più popolare sembra essere quello del ricetrasmettitore SSB a conversione diretta visibile in Fig.2. Un ricevitore SSB a conversione diretta realizza buona parte del suo guadagno tramite un semplice stadio di amplificazione della banda audio, mentre la selettività viene raggiunta da semplici filtri passa basso RC.

La caratteristica più importante di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta è che non esistono ne complicate conversioni ne frequenze immagine da filtrare via. La sezione RF di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta richiede solamente semplici filtri LC per attenuare risposte spurie molto lontane come armoniche e sub armoniche. In un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta ben progettato, la parte RF non richiede particolari tarature.

L’inconveniente principale di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta e una piuttosto bassa reiezione della banda laterale indesiderata. Il trasmettitore comprende due mixer identici operanti a 90 gradi di sfasamento (mixer a quadratura) per ottenere solamente una banda laterale. Anche il ricevitore contiene due mixer che operano con uno sfasamento di 90 gradi per la ricezione di un unica banda laterale e per la soppressione dell’altra. Un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta funziona correttamente solo se il guadagno di entrambi i mixer è identico, e se lo sfasamento è di 90 gradi esatti.

Un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta perciò include alcuni componenti critici come resistenze di precisione (1%), condensatori di precisione (2%), semiconduttori selezionati o identici per coppie nei mixer e complicate reti di sfasamento. La parte più complessa è di solito il divisore/combinatore a 90 gradi della frequenza audio inclusi alcuni amplificatori operazionali, resistenze e condensatori di precisione. Sebbene utilizzando componenti di precisione, la reiezione della banda laterale indesiderata raramente è migliore di –40dB. Questo è certamente non sufficiente per operare seriamente in HF.

A dispetto delle sopra menzionate difficoltà, i progetti con la conversione diretta sono abbastanza popolari fra i costruttori di apparati ricetrasmettitori per QRP in HF. A frequenze oltre 30MHz cresce di molto la difficoltà di ottenere sfasamenti di 90 gradi. Per il naturale basso rumore in antenna oltre i 30MHz, un amplificatore RF a basso rumore viene usualmente utilizzato per migliorare la figura di rumore del mixer. Un LNA può causare però la rivelazione diretta del AM nei mixer. Ed un LNA può anche corrompere bilanciamento e offset di fase dei due mixer, se il segnale dell’oscillatore locale viene catturato dall’antenna. Un ricetrasmettitore VHF per SSB a conversione diretta quindi non è proprio semplice come il corrispondente per le HF.

D’altra parte, il progetto del SSB a conversione diretta ha importanti vantaggi rispetto ai ricetrasmettitori SSB convenzionali provvisti di filtri al quarzo, per il fatto che non ci sono frequenze immagine e una minore risposta alle spurie. Perciò i  ricetrasmettitori SSB professionali (militari) utilizzano la conversione diretta,  ma lo sfasamento AF viene ottenuto con il trattamento digitale del segnale. Il DSP usa un algoritmo adattatore che misura e compensa gli errori come lo sbilanciamento in ampiezza o la deviazione di fase dei due mixer, il tutto per ottenere una perfetta eliminazione della banda laterale indesiderata.

Un ulteriore trattamento digitale al segnale AF consente anche differenti soluzioni per il progetto dei ricetrasmettitori SSB, per esempio il ricetrasmettitore SSB a IF zero come si vede da Fig.3. Quest’ultimo è similare al ricetrasmettitore a conversione diretta con la differenza che l’oscillatore locale opera al centro dello spettro del segnale SSB, in altre parole con una deviazione di circa 1.4KHz rispetto alla frequenza della portante SSB soppressa.

In un ricetrasmettitore SSB a IF zero, la banda dello spettro audio da 200Hz a 2600Hz viene convertita in due bande da 0 a 1200Hz . Quindi i filtri passa basso hanno una frequenza limite di taglio di 1200Hz, ciò permette una buona eliminazione della banda laterale indesiderata . Un ricetrasmettitore SSB a IF zero conserva quindi tutti i vantaggi dei progetti con conversione diretta e risolve il problema dell’eliminazione della banda laterale indesiderata.

L’amplificatore IF a quadratura di un ricetrasmettitore SSB a IF zero comprende due amplificatori AF convenzionali. Dato che questi ultimi sono usualmente accoppiati in AC, la parte DC mancante viene convertita dal demodulatore  come un buco nella risposta AF attorno a 1.4KHz .  Fortunatamente questo buco non è nocivo affatto per le comunicazioni vocali, per il fatto che esso coincide con un  vuoto nello spettro audio della voce umana. Infatti molti sistemi di comunicazione vocale comprendono filtri per creare un buco artificiale attorno alla frequenza di 1400Hz per migliorare il rapporto segnale/rumore  e/o anche per inserire un canale a bassa velocità per telemetria all’interno del canale vocale. Quindi questo potenziale inconveniente dei progetti ad IF zero è in effetti un grosso vantaggio per le comunicazioni a voce.

Come in un RTX a conversione diretta, un ricetrasmettitore SSB a IF zero ha bisogno di mixer a quadratura per ricezione e trasmissione. Comunque, sbilanciamenti in ampiezza o errori di fase sono molto meno influenti per il fatto che essi causano solamente distorsione nel segnale audio ricostruito. Componenti convenzionali come resistenze al 5%, condensatori al 10% e semiconduttori non selezionati possono essere utilizzati ovunque in un ricetrasmettitore SSB a IF zero. Infine, un ricetrasmettitore SSB a IF zero non richiede di complicati reti di sfasamento. Entrambi i modulatori in quadratura nel trasmettitore e i demodulatori in quadratura nel ricevitore (rotazione di fase e contro rotazione con 1.4KHz) sono realizzati con semplici selettori rotanti e resistori fissi/reti di operazionali. Dei selettori analogici CMOS come il 4051 sono l’ideale per questo scopo, ruotati tramite segnali digitali provenienti da un oscillatore da 1.4KHz. Sebbene lo schema di un ricetrasmettitore SSB a IF zero sembri complicato, questo tipo ricetrasmettitore è relativamente semplice da costruire. In particolare, pochissime (se ce ne fossero) tarature sono richieste, per il fatto che non ci sono componenti critici in nessun posto nel trasmettitore. In particolare, la parte RF comprende solamente filtri passa banda  relativamente a larghi (10%) che non richiedono tarature. Anche parte IF/AF accetta  componenti di larga tolleranza,  ed anche queste parti non richiedono tarature.  Rimane da tarare solamente il circuito del oscillatore locale RF, quest’ultimo necessita qualche taratura per portare la radio sulla corretta frequenza operativa ….

 

2 - Introduzione alla costruzione di un RTX SSB per microonde .

 

I concetti prima descritti riguardo un sistema a IF zero dovrebbero permettere il progetto di un semplice ed affidabile ricetrasmettitore per SSB su di una determinata banda di frequenza. In questi articoli saranno descritti quattro progetti di RTX a IF zero che coprono le bande basse delle microonde per radioamatori di 1296MHz, 2304MHz, 5760MHz e 10368MHz. Molte soluzioni tecniche sono state già collaudate prima in un RTX per packet radio in PSK a 1.2Mbit/s in bande radioamatoriali sia per i 23cm che per i 13cm.

Prima di realizzare il ricetrasmettitore bisogna considerare le esigenze necessarie e consultare pubblicazioni tecniche a riguardo. Per fortuna le esigenze non sono molto severe per l'uso nelle bande basse delle microonde. Su queste bande non ci sono segnali forti, quindi non sono necessarie particolari esigenze di dinamica del ricevitore. È sufficiente coprire una limitata fetta di frequenza (da 200 a 400KHz su ogni banda) e questo si può facilmente realizzare con un oscillatore locale costituito da un VCXO seguito da degli stadi moltiplicatori di frequenza.

 

Componenti

 

Dal punto di vista tecnologico conviene usare i componenti dell'ultima generazione.

Grazie alle ricerche e agli studi fatti per sviluppare prima i ricevitori satelliti TV e poi i telefoni cellulari GSM o DECT, sono stati progettati dei semiconduttori per microonde dalle caratteristiche veramente eccezionali e ad un bassissimo costo. Questi nuovi componenti hanno un guadagno di 25dB fino a 2.3GHz e di 14dB fino a 10GHz. Su questi ricetrasmettitori sono inoltre usati dei mixer a diodi Schottky e un commutatore d'antenna a diodi PIN.

 

Transistori

 

Progettare un circuito con componenti obsoleti a queste frequenze è molto complicato. Per esempio i famosi transistor BFR34A e BFR91 furono introdotti sul mercato almeno 25 anni fa. A quei tempi erano i dispositivi migliori con i loro 5dB di guadagno a 2.3GHz. Oggi è meglio usare un dispositivo MMIC INA-03184 che ha un guadagno di 25dB a 2.3GHz, al posto di usare 5 stadi amplificatori con i transistor menzionati prima. La disponibilità di questi componenti influenza anche la parte di componenti passivi.

Molti anni fa, i circuiti a microonde erano costruiti in tecnologia a guida d'onda. La guida d'onda e un dispositivo a bassa perdita e alto Q. I semiconduttori per microonde dell'ultima generazione sono usati su schede con laminati a bassa perdita come il teflon. Il normale laminato in vetronite FR4 non conviene usarlo per applicazioni oltre i 2GHz perché ha alte perdite d'inserzione e un basso Q sui circuiti accordati a microstrip.

I ricetrasmettitori a IF zero non hanno bisogno di un'alta selettività negli stadi RF. Siccome le perdite dei circuiti possono essere compensate dall'alto guadagno dei componenti a semiconduttori usati, possiamo utilizzare dell'economica vetronite tipo FR4 per i circuiti stampati fino a 10GHz. Il laminato FR4 ha delle eccellenti qualità meccaniche, al contrario del laminato in teflon che è più morbido, più facile da incidere e più difficile da bucare lasciando i segni della sbavatura. Cosa molto importante è che molti componenti in contenitore SMD sono stati progettati per essere saldati su vetronite FR4 e si possono danneggiare o avere un falso contatto se installati su di un laminato in teflon.

 

Scelta del laminato della scheda

 

Cerchiamo di capire come si possono avere le perdite su di un substrato tipo FR4. Con stupore si è scoperto che le perdite erano inversamente proporzionali allo spessore del laminato della scheda e molto basse con l'aumentare della frequenza. Le perdite maggiori del laminato FR4 sono dovute principalmente allo strato di rame, mentre le perdite del dielettrico sono molto basse. Le perdite RF a causa del rame sono elevate perché la lamina di rame è ruvida per garantire una buon'aderenza con la parte isolante (vetronite).

Infatti, se noi proviamo a togliere un pezzettino di rame dal laminato tipo FR4, la parte inferiore è piuttosto scura. Se noi facciamo la stessa cosa su un pezzettino di laminato in teflon per microonde, i colori di entrambe le superfici della lamina di rame sono uguali. Siccome sono usati sistemi diversi per incollare il foglio di rame, le perdite RF sono diverse per diversi laminati FR4. Anche se la costante dielettrica della vetronite non cambia. Non ha quindi senso placare in argento o in oro le microstrip, visto che le perdite RF sono causate dal sistema usato per incollare il foglio di rame alla vetronite.

Uno spessore tipico per un laminato FR4 per componenti SMD a microonde è 0.8 mm. Una linea microstrip a 50 ohm ha una larghezza di circa 1.5mm e una perdita di circa 0.2dB/cm alla frequenza di 5.76GHz. Le linee microstrip devono essere tenute corte su un laminato FR4. Per esempio, le perdite delle microstrip su FR4 sono circa tre volte maggiori di quelle su un laminato in teflon e circa 10 volte maggiori di un cavetto coassiale semi rigido in teflon. Sebbene le perdite su laminato FR4 siano alte, i circuiti accordati e i filtri possono ancora essere implementati su circuiti a microstrip. Le linee di trasmissione e lo spazio che le separa (gap) non devono avere delle misure molto piccole. Un limite pratico minimo è di 0.4 mm di larghezza per le linee di trasmissione e di 0.3 mm per i gap.

In Fig.4 si può vedere il progetto pratico di un filtro passa banda per 5.76GHz. La perdita d'inserzione misurata è di 3.5dB nel peggiore dei casi, cioè con il laminato FR4 di peggiore tipo. Un miglior laminato può portare le perdite a 3dB o meglio a 2.5dB. Sebbene una perdita d'inserzione di 3.5dB è piuttosto alta per un filtro passa banda, essa può essere recuperata dall'elevato guadagno dei semiconduttori. La perdita d'inserzione di un condensatore d'accoppiamento SMD può essere di 0.5dB.

 

FETS

 

Come già detto, i moderni semiconduttori sono facilmente usabili sulle frequenze delle microonde. Un amplificatore al silicio MMIC è capace di guadagnare 25dB (limite dato dalle perdite parassite del contenitore) fino a 2.3GHz. Se è necessario meno guadagno, si possono usare dei classici transistor bipolari al silicio, tenendo a 50 ohm l'impedenza d'ingresso e d'uscita.

I semiconduttori Ga-As sono usati in applicazioni oltre i 5GHz. Ci sono poi dei dispositivi dalle alte caratteristiche come gli HEMT che non costano molto perché sono prodotti in massa per i ricevitori satellite TV. Gli HEMT lavorano a bassa tensione e con più alta corrente rispetto ai convenzionali GaAs-FET e la loro impedenza d'ingresso e d'uscita è terminata a 50 ohm oltre i 5GHz.

Molti progettisti per microonde sono timorosi ad usare gli HEMT perché questi dispositivi a causa del loro elevato guadagno tendono ad oscillare fino a 50GHz o addirittura 100GHz. Questo a noi non può succedere perché il laminato FR4 evita questo pericolo. Ecco quindi un altro vantaggio che si ha usando il laminato FR4.

La disponibilità e l'economicità dei GaAs-FET di potenza semplifica molto la costruzione dello stadio d'uscita del trasmettitore. In particolare, l'elevato guadagno dei GaAs-FET di potenza nelle bande dei 23 cm e 13 cm riducono il numero di stadi rispetto alla soluzione con i transistor bipolari.

 

Mixer

 

I ricetrasmettitori a IF zero o a conversione diretta devono avere dei mixer con delle caratteristiche particolari. Il mixer bilanciato è molto importante per sopprimere la portante residua del trasmettitore e per eliminare la rivelazione del segnale AM nel ricevitore. Sulle microonde, un sistema molto semplice per avere un buon mixer bilanciato è di usare un mixer sub armonico con due diodi in anti-parallelo come si vede in Fig.5.

Questo mixer ha bisogno di una frequenza dimezzata per l'oscillatore locale. Il raddoppio della frequenza è ottenuta internamente al circuito del mixer. Uno svantaggio per questo tipo di mixer è l'alta figura di rumore tra 10 e 15dB e la sensibilità al livello del segnale dell'oscillatore locale.

Sia un livello troppo basso che troppo alto di segnale dell'oscillatore locale LO piloterà male il mixer, causando perdite d'inserzione e figura di rumore.

Un vantaggio è invece quello d'avere bisogno solo di due circuiti accordati a microstrip non critici che non influenzano il bilanciamento del mixer. Le migliori caratteristiche si ottengono usando quattro diodi Schottky collegati internamente a ponte. Il tipo BAT14-099R permette una soppressione della portante di circa -35dB a 1296MHz e una soppressione della portante di circa -25dB a 5760MHz senza nessun'accordatura.

Un vantaggio molto importante per un mixer sub armonico è che la frequenza dell'oscillatore locale deve essere la meta' della frequenza finale. In un ricetrasmettitore a IF zero o a conversione diretta questo sistema riduce il crosstalk tra lo stadio RF e l'oscillatore locale e quindi riduce anche la schermatura in un ricetrasmettitore a IF zero o a conversione diretta. Una frequenza dimezzata dell'oscillatore locale riduce gli stadi di moltiplicazione della frequenza. I moduli dei tre RTX a IF zero per 1296MHz, 2304MHz, 5760MHz e 10368MHz hanno molte parti in comune. In particolare, le sezioni di bassa frequenza e quelle IF sono uguali in tutte le versioni. Le sezioni RF sono simili: sono diversi i filtri a microstrip, il livello di rumore e la potenza d'uscita. Il modulo VCXO è usato in tutte le versioni, con piccole modifiche dipendenti dalla banda usata.

Ogni modulo verrà quindi descritto singolarmente. Naturalmente i moduli simili per frequenze diverse saranno descritti una volta sola. Ci sarà una descrizione tecnica per ogni singolo modulo, come schermare i vari moduli e come eseguire il cablaggio dell'intero ricetrasmettitore.

 

3 - VCXO e moltiplicatori di frequenza

 

Poiché si deve coprire una fetta di frequenza relativamente stretta, un VXO seguito da degli stadi moltiplicatori sono un'efficiente soluzione per l'oscillatore locale. Il VXO è ottenuto dalla variazione della frequenza di un quarzo risonante in fondamentale: i quarzi in overtone non sono adatti a questo tipo d'applicazione. Un quarzo risonante in fondamentale ha un basso Q e meno stabilita' di un quarzo in overtone. Per questo tipo d'applicazione le caratteristiche di un quarzo risonante in fondamentale sono più che sufficienti.

I quarzi risonanti in fondamentale possono essere costruiti per frequenze fino a 25MHz. Tuttavia l'uscita del VCXO ha bisogno di essere moltiplicata per ottenere la frequenza desiderata in microonde. La moltiplicazione di frequenza può essere ottenuta da una catena di moltiplicatori convenzionali operanti in classe C, e da filtri passa banda oppure da un PLL.

Sebbene il PLL richieda pressoché nessuna taratura e sia facilmente riproducibile. La soluzione a PLL viene scartata per altre ragioni. Un ricetrasmettitore SSB richiede un segnale dell’oscillatore locale molto pulito, perciò  il PLL necessita di stadi buffer per evitare di tirare il VCXO e/o il VCO per microonde. Sono critiche anche le schermature e la regolazione dell’alimentazione, il tutto rende l’intero moltiplicatore PLL molto più complicato di una catena di moltiplicazione convenzionale.

Il circuito elettrico del VCXO e dei moltiplicatori di frequenza è visibile in Fig.6. Il VCXO lavora a circa 18MHz per i ricetrasmettitori a 1296MHz e 2304MHz e a circa 20MHz per quello a 5760MHz. Tutti gli stadi moltiplicatori usano dei transistor al silicio bipolari tipo BFX89 (BFY90) eccetto per l'ultimo stadio che è un BFR91. Il modulo genera una frequenza di 648MHz per la versione di RTX a 1296MHz. Nel ricetrasmettitore a 2304MHz invece il modulo genera una frequenza di 576MHz, usando naturalmente fattori di moltiplicazione diversi. Nella versione a 5760MHz il modulo genera una frequenza di 720MHz che sarà portata a 2880MHz da un altro modulo. Naturalmente il valore dei componenti deve essere scelto in base alla banda che c'interessa, per esempio i componenti racchiusi nelle parentesi rotonde servono per la versione a 2304MHz, mentre quelli racchiusi nelle parentesi quadrate per la versione a 5760MHz

Il VCXO e la catena dei moltiplicatori di frequenza sono costruiti su una scheda in vetronite a singola faccia del tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede in Fig.7. La disposizione componenti per la versione 648MHz è visibile in Fig.8. L'esatto valore della bobina L1 dipende dal quarzo usato. Alcuni quarzi con risonanza parallela possono richiedere un condensatore variabile al posto di L1. L2 e L3 sono da 150nH ognuna equivalenti a 4 spire di filo di rame smaltato da 0.25 mm su una vecchia bobina IF per TV. L4 e L5 sono bobine in aria di 4 spire di filo di rame smaltato da 1 mm avvolte su una punta da trapano da 4 mm. L6, L7, L8 e L9 sono state incise su circuito stampato.

Il VCXO è la sola parte di tutto il ricetrasmettitore che richiede taratura. L2, L3 e i condensatori variabili in parallelo a L4, L5, L6, L7, L8 e L9 devono semplicemente essere tarati per avere la massima uscita alla frequenza desiderata. In una catena di moltiplicazione di frequenza, i livelli del segnale RF può facilmente essere testato misurando la tensione continua sulla giunzione BE del transistor moltiplicatore.

Una volta che la catena di moltiplicazione è tarata, L1 e la capacita' del varicap-MV1404 devono essere sintonizzate per ottenere la copertura di frequenza desiderata dal VCXO. Se si usano dei quarzi standard da computer per 18MHz o 20MHz, si raccomanda di selezionarne uno con il più piccolo coefficiente di temperatura.

Non tutti i radioamatori sono abilitati ad usare il segmento di frequenza assegnato per i 2304MHz sui 13 cm. Per i radioamatori della Germania, ad esempio, che devono usare il segmento a 2320MHz si deve usare un quarzo a 18.125MHz, sicuramente non facile da reperire.

Il ricetrasmettitore per i 5760MHz richiede un moltiplicatore di frequenza addizionale da 720MHz a 2880MHz come si vede in Fig.9. Il primo HEMT ATF 35376 lavora da quadruplicatore di frequenza mentre il secondo HEMT ATF35376 è un amplificatore selettivo con uscita a 2880MHz. Questo modulo in più per la banda 6 cm e stato costruito su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede da Fig.10. La disposizione componenti è visibile in Fig.11.

Il moltiplicatore di frequenza a 2880MHz dovrebbe dare un'uscita in potenza di +11dBm senza nessuna taratura. Volendo si può tarare L8 e L9 a 720MHz (sul modulo del VCXO) per ottimizzare per la minima corrente di DRAIN (massima tensione) del primo HEMT. I due diodi LED rossi sono usati come Zener a 2V. I LED sono migliori dei diodi Zener perché hanno un ginocchio più acuto e non hanno effetto valanga.

 

4 - Modulatore SSB/CW

 

Lo scopo principale di un modulatore SSB/CW è quello di convertire la frequenza audio del microfono di 200 Hz a 2600 Hz in due bande da 0 a 1200 Hz per pilotare il mixer a quadratura di trasmissione. Questo modulo contiene anche un amplificatore microfonico e il circuito per generare il segnale CW. Lo schema del modulatore è visibile in Fig.12.

Lo stadio dell'amplificatore microfonico è stato realizzato con due transistor BC238. L'ingresso microfonico è accoppiato ad un microfono a bassa impedenza con la resistenza da 33ohm. Il diodo 1N4007 protegge l'ingresso nel caso questo fosse semplicemente collegato in parallelo all'uscita dell'altoparlante. Infine l'uscita pilota uno stadio inseguitore d’emettitore realizzato con un altro transistor BC238.

Il segnale CW è generato alla stessa maniera di quello SSB. La frequenza di 683 Hz ad onda quadra, proveniente dal modulo del demodulatore, è ripulita inizialmente da un filtro audio passa basso e poi trattata alla stessa maniera del segnale SSB. Entrambi le sorgenti di bassa frequenza sono semplicemente commutate dai diodi 1N4148.

Il componente principale del modulatore è il commutatore analogico CMOS 4051. Questo commutatore è scandito da clock di 1365 Hz, 2731 Hz e 5461 Hz provenienti dal demodulatore. Il segnale audio d'ingresso è alternativamente inviato ai canali I e Q. I segnali I e Q sono ottenuti da una rete resistiva e da quattro amplificatori operazionali (il primo MC3403). Successivamente i segnali I e Q entrano in un filtro passa basso per eliminare i prodotti spuri che si possono creare. Infine ci sono due inseguitori di tensione per pilotare il mixer a quadratura in trasmissione.

Il modulo del modulatore SSB/CW in quadratura è costruito su una scheda in vetronite a singola faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede in Fig.13. La disposizione componenti è visibile in Fig.14. Molti componenti sono stati installati verticalmente per salvare dello spazio. Il modulatore SSB/CW non richiede nessuna taratura. Il trimmer da 4.7Kohm è previsto per verificare tutto il trasmettitore. La piena potenza (in modo CW) sarà ottenuta con il cursore del trimmer in posizione centrale.

 

5 - Mixer in trasmissione

 

Caratteristiche comuni

 

Tutti e tre i moduli dei mixer in trasmissione per 1296MHz, 2304MHz e 5760MHz hanno gli stadi similari: un commutatore per il segnale dell'oscillatore locale, due mixer subarmonici, un combinatore in quadratura e un amplificatore RF selettivo. Una piccola parte del segnale dell'oscillatore locale è ottenuta da un accoppiatore e poi amplificato per pilotare il mixer in trasmissione. Durante la ricezione si toglie l'alimentazione allo stadio amplificatore del segnale dell'oscillatore locale. Questa soluzione può sembrare complicata, ma in pratica essa permette un eccellente isolamento tra i mixer del trasmettitore e del ricevitore. Il circuito in è semplice e i componenti da utilizzare sono pochi.

 

Mixer in trasmissione per i 23 cm

 

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione per i 1296MHz  è visibile in Fig.15. Il segnale dell'oscillatore locale a 648MHz è preso da un accoppiatore a -20dB, amplificato dal transistor BFP183, alimentando due mixer subarmonici equipaggiati con BAT14-099R quaterna di diodi Schottky. Il filtro passa basso a 648MHz attenua la seconda armonica a 1296MHz per evitare di compromettere la simmetria dei mixer.

I due segnali a 1296MHz entrano in un combinatore a quadratura, seguiti da un filtro passa banda a 1296MHz. Quest’ultimo rimuove sia i 648MHz sia i prodotti dei mixer indesiderati. Dopo i filtraggi il livello del segnale SSB a 1296MHz è piuttosto basso (attorno a –10dBm), perciò un MMIC tipo INA-10386 viene usato per potenziare il segnale in uscita al circa +15dBm.

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione per i 1296MHz è stato realizzato con microstip su vetronite a doppia faccia tipo FR4 che misura 40mm x 120mm come si vede da Fig.16. La disposizione dei componenti è visibile in Fig.17. Questo circuito non richiede nessuna taratura per operare a 1296MHz o a 1270MHz.

 

Mixer in trasmissione per i 13 cm

 

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione per i 2304MHz è visibile in Fig.18. Il segnale dell'oscillatore locale a 576MHz è preso da un accoppiatore a -20dB, amplificato dal transistor BFP183 e poi duplicato a 1152MHz dal transistor BFP196. L'uscita duplicata va ad un filtro passa banda a microstrip e poi ai due mixer subarmonici costituiti da una quaterna di diodi Schottky ad anello tipo BAT14-099R.

I due segnali a 2304MHz entrano in un combinatore a quadratura, seguiti da un filtro passa banda che rimuove il segnale dell'oscillatore locale a 1152MHz e altri segnali prodotti non desiderati dal mixer. Dopo il filtraggio a 2304MHz il segnale SSB è un po’ basso (circa -11dBm), quindi è usato un chip MMIC tipo INA-10386 per amplificare il livello d'uscita del segnale a circa +10dBm.

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione è stato realizzato su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 che misura 40mm x 120mm come si vede da Fig.19. La posizione dei componenti è visibile in Fig.20. Il circuito non richiede nessuna taratura se si opera da 2304MHz a 2320MHz. Per operazioni in banda satelliti sopra i 2400MHz il filtro passa banda dell'oscillatore locale deve essere tarato per 1200MHz accorciando L7 e L8 dalla parte calda.

 

Mixer in trasmissione per i 6 cm

 

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione per i 5760MHz è visibile in Fig.21. Il segnale dell'oscillatore locale è preso da un accoppiatore  a  -15dB e il livello del segnale dell'oscillatore locale a 2880MHz è amplificato da uno stadio con ATF35376 alimentando i due mixer subarmonici equipaggiati con i diodi Schottky ad anello. Il filtro passa basso a 2880MHz attenua la sua seconda armonica a 5760MHz per evitare di disturbare la simmetria dei mixer.

I due segnali a 5760MHz entrano in un combinatore ibrido in quadratura, seguiti da un filtro passa banda a 5760MHz. In questo modo viene rimosso il segnale dell'oscillatore locale a 2880MHz e altri segnali prodotti e non desiderati dal mixer. Dopo il filtraggio il segnale SSB a 5760MHz è basso (circa -14dBm), quindi vengono usati due stadi amplificatori con due HEMT ATF35376 per portare il livello del segnale a +11dBm.

Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione è stato realizzato su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 che misura 30mm x 120 mm come si vede da Fig.22. La posizione dei componenti è visibile in Fig.23. Il circuito non richiede nessuna taratura per operare a 5760MHz. Il mixer in trasmissione non da' segnale in uscita se non è presente la modulazione. Per testare il trasmettitore è possibile ottenere un segnale in uscita inserendo una corrente continua di 2-10 mA in uno o entrambi i mixer.

 

6 - Front-end RF

 

Caratteristiche comuni

 

Il front-end RF comprende l'amplificatore di potenza del trasmettitore, gli amplificatori in ricezione a basso rumore e il circuito di commutazione dell'antenna. Ovviamente ci sono diversi circuiti amplificatori di potenza, non dipendenti tanto dalla frequenza ma dalla tecnologia usata e dalla potenza desiderata. Per la commutazione RX/TX non ha senso usare dei costosi relè coassiali, poiché i diodi PIN hanno la stessa perdita d'inserzione e d'isolamento pero' ad un costo molto basso e un tempo di commutazione più veloce.

 

Front-end RF per i 23cm

 

Lo schema del front-end RF per i 1296MHz è visibile in Fig.24. L’amplificatore di potenza del trasmettitore comprende un unico stadio con il GaAs-FET di potenza CLY5,  avente un guadagno di 15dB e potenza in uscita di circa 1W (+30dBm). Il CLY5 è un transistor a bassa tensione che opera a circa 5V. Il bias negativo di GATE è generato dalla giunzione GS tramite la rettificazione del segnale RF di pilotaggio durante i picchi di modulazione. Il GATE rimane negativo per pochi secondi grazie alla capacità da 1uF.  Per prevenire il surriscaldamento e la distruzione del CLY5, il +5VTX è  ottenuto tramite un resistore limitatore di corrente. Questa soluzione può sembrare strana, ma risulta molto semplice, non richiede tarature permettendo un comportamento lineare ragionevole ma la cosa più importante è che questo sistema si è dimostrato veramente efficiente nei trasmettitori per packet radio PSK 24 ore al giorno nella rete packet Slovena.

Il commutatore d’antenna comprende la  serie di diodi BAR63-03W e lo shunt BAR80. Entrambi sono attivati in trasmissione. L9 è una linea di un quarto d’onda che trasforma il corto circuito del BAR80 in un circuito aperto per il trasmettitore. Il preamplificatore in ricezione comprende un unico transistor BFP181 (guadagno 15dB) seguito da un filtro passa banda a 1296MHz (-3dB di perdita). Nel front-end per i 1296MHz il guadagno dell’LNA va limitato per evitare le forti interferenze da parte di utenze non radioamatoriali di questa banda (radar ed altri sistemi di radio navigazione).

Il front-end RF per i 1296MHz è costruito su una basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm X 80mm visibile in Fig.25. La disposizione componenti è visibile in Fig.26. Il front-end RF per i 1296MHz non richiede tarature. Comunque dato che l’impedenza di uscita dell’INA-10386 interno al mixer in trasmissione non è esattamente 50ohm, la lunghezza del cavo fra mixer  di trasmissione e il fron-end RF è critica. Perciò L1 potrebbe richiedere qualche aggiustamento se la lunghezza del cavetto in Teflon non è di 12.5cm.

 

Front-end RF per i 13cm

 

Il circuito del front-end per i 2304MHz è visibile in Fig.27. La parte di potenza del trasmettitore è costituita da due stadi: un transistor BFP183 come driver e un GaAs-FET CLY2 come finale di potenza. Si è resa necessaria l'aggiunta del driver BFP183 poiché la potenza d'uscita del chip INA-10386, sul mixer in trasmissione, è molto più piccola a 2304MHz che non a 1296MHz. Inoltre a causa di un'ulteriore inserzione del filtro passa banda all'ingresso dello stadio dell'amplificatore di potenza (L1, L2, L3, L4) le perdite d'inserzioni sono maggiori che non nella versione a 1296MHz.

Il BFP183 lavora come amplificatore in classe A, mentre il CLY2 è usato a bassa tensione (5.6V) e la tensione negativa sul GATE se la genera da solo rettificando il segnale d'ingresso, alla stessa maniera del finale di potenza CLY5 presente nella versione a 1296MHz. Naturalmente nella versione 2304MHz la corrente di DRAIN è più bassa, quindi il limitatore resistivo di corrente (presente sul modulo del commutatore) che fornisce il +5VTX deve essere più alto: ne consegue che la potenza al connettore d'antenna ammonta a circa 0.5 W (+27dBm). Il circuito del commutatore d'antenna a diodi PIN è identico a quello usato nel front-end della versione a 1296MHz: esso ha in serie un diodo BAR63-03W e un BAR80 come shunt.

Siccome sulla banda 2.3GHz non ci sono disturbi, il front-end RF per i 2304MHz è formato da due stadi LNA: un HEMT tipo ATF35376 nel primo stadio e un BFP181 nel secondo stadio. Il guadagno complessivo del LNA è di circa 23dB. Poiché la Idss dell'ATF35376 è solitamente 30mA, non serve applicare una tensione negativa al GATE.

Il front-end RF per i 2304MHz è costruito su una basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm X 120mm visibile in Fig.28. La disposizione componenti è visibile in Fig.29. Il front-end RF per i 2304MHz non richiede tarature, poiché sia il trasmettitore sia il ricevitore hanno alcuni dB di margine di guadagno. Viceversa, per strappare qualche milliWatt in più all'uscita del CLY2 (se è veramente necessario !), si possono effettuare leggere tarature ai circuiti d'uscita.

 

Front-end RF per i 6 cm

 

Il circuito del front-end per i 5760MHz è visibile in Fig.30. La parte di potenza del trasmettitore è costituita da due HEMT ATF 35376 in parallelo per ottenere una potenza di circa 100mW in antenna (+20dBm). Il guadagno degli HEMT è di circa 13dB. Calcolando che le perdite di inserzione più quelle del commutatore d'antenna sono circa 3 dB, abbiamo quindi un guadagno reale di +10dBm per ogni drive.

I due HEMT del PA ricevono una tensione positiva di bias su entrambi i GATE in trasmissione e in ricezione. In trasmissione gli HEMT la tensione negativa se la generano da soli rettificando il segnale di ingresso alla stessa maniera dei GaAs-FET di potenza CLY2 e CLY5. La tensione di alimentazione degli HEMT +4VTX ha bisogno di una resistenza limitatrice di corrente.

Il commutatore d'antenna è costituito da un solo diodo BAR80 che protegge l'ingresso del ricevitore durante la trasmissione. Durante la ricezione, i due HEMT del PA sono in corto circuito grazie alla tensione positiva di bias sul GATE. Il corto viene trasformato in alta impedenza dalle linee L5 ed L6.

Siccome il diodo BAR80 non è stato progettato per operare oltre i 3GHz, la sua capacita' introduce altre perdite di inserzione sul ricevitore a 5.76GHz. Queste perdite possono essere ridotte se viene applicata una tensione inversa al BAR80 durante la ricezione.

Poiché non ci sono segnali forti sulla banda dei 5.7GHz, lo stadio LNA per i 5760MHz è composto da due HEMT ATF35376. Il guadagno totale dello stadio LNA, tenendo conto delle perdite del commutatore d'antenna e dei filtri passa basso a 5760MHz, è di circa 23dB.

Il front-end per i 5760MHz è costruito su una basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 30 mm x 80 mm visibile in Fig.31. La disposizione componenti è visibile in Fig.32. Il front-end RF per i 5760MHz non richiede taratura. È consigliabile selezionare gli ATF35376 in base alla corrente di DRAIN Idss. I dispositivi con più alta corrente dovranno essere usati in trasmissione sul PA, mentre quelli con più bassa Idss dovranno essere usati negli stadi LNA del ricevitore.

 

7 - Mixer in ricezione

 

Caratteristiche comuni

 

Tutti e tre i moduli del mixer in ricezione per i 1296MHz, 2304MHz e 5760MHz hanno gli stadi similari: un amplificatore addizionale per il segnale RF, un divisore ibrido in quadratura, due mixer subarmonici, un oscillatore locale a meta' della frequenza di ricezione e due preamplificatori di IF. I mixer subarmonici e il divisore in quadratura sono molto simili a quelli usati nel modulo del mixer in trasmissione.

 

Mixer in ricezione per i 23 cm

 

Il circuito del mixer in ricezione per i 1296MHz è visibile in Fig.33. Il segnale RF in ingresso inizialmente attraversa un filtro passa basso a microstrip poi amplificato da un MMIC INA-03184 e in seguito filtrato da un identico stadio passa basso a microstrip. Il guadagno complessivo della catena dei due filtri e dei MMIC è attorno ai 20dB.

Un alto guadagno nella sezione RF è necessario per coprire la relativamente alta figura di rumore dei due mixer subarmonici e le perdite aggiunte dal ibrido di quadratura. I due mixer subarmonici in ricezione usano anch’essi le quaterne di diodi Schottky BAT14-099R. L’uscita del mixer viene poi fatta passare attraverso un filtro passa basso verso il preamplificatore IF.

I preamplificatori IF usano transistori per HF tipo BF199. Questi  si sono dimostrati migliori delle rispettive controparti BC…. malgrado la  frequenza molto bassa (meno di 1200Hz). I transistori per HF hanno un guadagno in corrente inferiore, la loro impedenza di ingresso quindi è più bassa e si adatta meglio all’impedenza di uscita dei mixer. Entrambi i preamplificatori IF ricevono l’alimentazione dal modulo amplificatore IF.

Il mixer in ricezione per 1296MHz è costruito su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede da Fig.34. La disposizione componenti si vede in Fig.35. Il mixer in ricezione per i 1296MHz non ha bisogno di tarature.

 

Mixer in ricezione per i 13 cm

 

Il circuito del mixer in ricezione è visibile in Fig.36. Siccome i componenti come l'INA-03184 e i diodi Schottky BAT14-099R hanno caratteristiche similari nelle bande 1296MHz e 2304MHz, il circuito del mixer per 2304MHz è molto simile a quello dei 1296MHz..

L'unica differenza è l'aggiunta di un duplicatore di frequenza a 1152MHz con il transistor BFP196. Questo stadio moltiplicatore incorpora anche un filtro passa basso in ingresso e un filtro passa banda in uscita. Il filtro passa banda di ingresso dovrebbe prevenire indesiderati conflitti con altri circuiti operanti alla stessa frequenza di 576MHz dell'oscillatore locale. L'impedenza da 1microHenry deve avere un nucleo in ferrite per la stessa ragione descritta prima.

Il mixer in ricezione per 2304MHz è costruito su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede da Fig.37. La disposizione componenti si vede in Fig.38. Il mixer in ricezione non ha bisogno di tarature se si usa da 2304MHz a 2320MHz. Per operazioni in banda satelliti oltre i 2400MHz, il filtro passa banda dell'oscillatore locale deve essere tarato per 1200MHz accorciando L26 e L27 al loro lato caldo.

 

Mixer in ricezione per i 6 cm

 

Il circuito del mixer in ricezione per i 5760MHz è visibile in Fig.39. Poiché i componenti con un guadagno simile all'INA03184 non sono disponibili per i 5.7GHz, sono necessari due stadi amplificatori RF per ottenere un guadagno di circa 20dB. In entrambi gli stadi amplificatori RF sono usati degli HEMT ATF35376. Per il resto il circuito è molto simile a quello del mixer per i 1296MHz.

Il mixer a quadratura in ricezione per i 5760MHz è costruito su una scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 30 mm x 120 mm come si vede in Fig.40. La disposizione componenti si vede in Fig.41. Il mixer in ricezione per i 5760MHz non ha bisogno di tarature.

 

8 - Amplificatore a IF zero con AGC

 

La principale caratteristica di un ricevitore a conversione diretta a IF zero è di ottenere molto guadagno del segnale con semplicità ed economicità dello stadio AF. La selettività è ottenuta con dei semplici filtri passa basso RC che non richiedono nessuna taratura. Lo schema di un amplificatore IF equipaggiato di AGC è diverso da quelli convenzionali.

Un ricevitore a IF zero richiede due canali di amplificazione IF, poiché entrambi i canali I e Q hanno bisogno di essere amplificati separatamente prima della demodulazione. I due canali IF devono essere uguali il più possibile per ottenere lo stesso rapporto di amplificazione e un basso offset di fase tra i segnali I e Q. Tuttavia entrambi i canali devono avere in comune l’AGC così che il rapporto di amplificazione rimane invariato.

Il circuito dell'amplificatore a IF zero è visibile in Fig.42. Il modulo di amplificazione IF ha incorporato due filtri passa basso uguali all'ingresso, seguiti da un doppio stadio amplificatore con l'AGC in comune. Una correzione di amplificazione/fase è fatta dopo il primo stadio amplificatore, seguito da un altro paio di filtri passa basso e da un altro stadio con doppio amplificatore con AGC in comune.

I due filtri passa basso di ingresso sono dei filtri attivi RC e usano due transistor BC238 ad inseguitore d’emettitore. Sono stati usati dei transistor bipolari perché sono meno rumorosi degli amplificatori operazionali. Il circuito d’ingresso alimenta anche il preamplificatore IF, che si trova sul modulo del mixer in ricezione, attraverso le resistenze da 1.5Kohm.

I due stadi amplificatori sono anch'essi costituiti con dei transistor bipolari BC238. Ogni stadio amplificatore è formato da un amplificatore in tensione (primo BC238) seguito da uno stadio inseguitore d’emettitore (secondo BC238).

Il circuito AGC usa dei transistor MOS come resistenza variabile all'ingresso dei due stadi amplificatori.

Per ottenere il guadagno uguale dei canali I e Q, entrambi i transistor MOS fanno parte di un unico circuito integrato (4049UB), il quale è stato usato in una maniera un po’ insolita.

Sul modulo amplificatore IF ci sono due trimmer per le piccole correzioni di bilanciamento (10Kohm) e offset di fase (250Kohm) tra i due canali. Lo stadio di correzione è seguito da due filtri passa basso che usano gli amplificatori operazionali MC3403,  poiché i segnali sono già abbastanza grandi e il rumore degli amplificatori operazionali non è più un problema. Dopo di ché c'è un altro doppio stadio amplificatore con il suo AGC, identico a quello descritto in precedenza.

 

Il modulo amplificatore a IF zero è costruito su una scheda in vetronite a singola faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 50mm x 120 mm come si vede in Fig.43. La disposizione componenti è visibile in Fig.44. Per mantenere le differenze tra i canali I e Q molto piccole, devono essere usati componenti di buona qualità in questo modulo. Usare resistenze al 5%, condensatori al 10%: i transistor BC238B dovrebbero mantenere molto piccole le differenze tra i due canali per le normali operazioni. Molti componenti sono stati installati verticalmente per salvare dello spazio. I trimmer di bilanciamento (10 Kohm) e quello di offset di fase (250Kohm) inizialmente sono messi in posizione centrale. Questi trimmer saranno poi usati quando il ricevitore sarà completato e funzionante per ottenere una distorsione minima e una buona riproduzione del segnale audio.

 

9 – Demodulatore SSB e amplificatore di BF

 

La principale funzione del demodulatore SSB in quadratura è la conversione di entrambi i segnali IF I e Q (che vanno da 0 a 2600 Hz) al segnale audio originale da 200 Hz a 2600 Hz. Sullo stesso modulo è presente un amplificatore di BF e un generatore di clock per una rotazione del vettore nel trasmettitore ed una controrotazione del vettore nel ricevitore. Il circuito elettrico è visibile in Fig.45.

Nel demodulatore SSB troviamo quattro amplificatori operazionali (MC3403) per generare un sistema ad otto fasi dei segnali I e Q, usando una rete di resistenze simile a quella usata nel modulatore. La demodulazione del segnale e la controrotazione del vettore sono ottenute da un commutatore analogico CMOS tipo 4051, scandendo alla frequenza di 1365 Hz. I segnali I e Q sono alternativamente mandati all'uscita: in altre parole il circuito svolge esattamente la funzione inversa del modulatore.

I segnali spuri prodotti dalla rotazione del vettore sono rimossi da un filtro attivo passa basso RC fatto da un transistor BC238. Il segnale audio demodulato è cosi' inviato al potenziometro di controllo del volume da 100Kohm. Un circuito integrato LM386 è usato come amplificatore audio BF: esso assorbe poca corrente e ha bisogno di pochi componenti per il suo funzionamento.

Per i due circuiti integrati 4051 (uno sul modulatore e uno sul demodulatore) sono necessarie tre frequenze di clock per la sua scansione che sono generate da un contatore binario 4029. Il contatore 4029 ha un input su/giù che viene usato per la generazione e la demodulazione del segnale USB o LSB.

L'ingresso su/giù ha una resistenza di pull-up da 100Kohm per le operazioni in USB. Il modo operativo LSB è ottenuto mettendo a massa l'ingresso su/giù tramite un interruttore situato sul pannello frontale del contenitore del ricetrasmettitore.

La commutazione USB/LSB normalmente non è richiesta per i collegamenti terrestri. La commutazione USB/LSB è necessaria solo quando operiamo con i satelliti o i transponder lineari terrestri o quando usiamo convertitori o transverter per altre bande. Il commutatore USB/LSB può anche essere usato per ridurre le interferenze durante le operazioni in CW. L'alternativa al commutatore USB/LSB è lo scambio dei canali I e Q. Quando assembliamo i moduli di questo ricetrasmettitore dovremo fare molta attenzione ai fili dei segnali I e Q per non incorrere nell'errore di avere i modi operativi USB e LSB scambiati tra RX e TX.

Il contatore 4029 ha bisogno di un clock a circa 11KHz. Questo clock non deve essere perfettamente stabile e un oscillatore RC poteva essere sufficiente. In questi ricetrasmettitori si è preferito tuttavia usare un oscillatore a quarzo, perché essendo usato sia sul ricevitore sia sul trasmettitore si riducono in questo modo le interferenze tra i due.

L'oscillatore è costituito da un quarzo a 32768Hz. Il doppio flip-flop 4013 divide questa frequenza per tre ottenendo cosi' 10923Hz, cioè il clock per il contatore 4029. La frequenza di scansione del 4051 è cosi' di 1365Hz. Questo provoca un buco di frequenza della voce umana, che è comunque trascurabile.

Il 4029 genera anche una frequenza di 683Hz per il tono del CW in trasmissione, riducendo cosi' i segnali spuri non desiderati.

Il demodulatore SSB e l'amplificatore di BF sono stati realizzati su una scheda in vetronite a singola faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede in Fig.46. La disposizione componenti è visibile in Fig.47. Molti componenti sono stati installati verticalmente per salvare dello spazio.

L'oscillatore al quarzo a 32768Hz lavora bene solo con il circuito integrato 4011UB ( oppure  4001UB ). I circuiti integrati CMOS della serie B hanno un guadagno troppo alto per questo tipo d'applicazione. Se necessario si può mettere un condensatore da 560pF per stabilizzare l'oscillatore. Il circuito dell'oscillatore a quarzo lavora bene con i vecchi integrati CMOS tipo 4011 o 4001 senza suffisso o con il suffisso "A".

 

10 – Commutazioni del ricetrasmettitore SSB/CW

 

Un ricetrasmettitore SSB/CW richiede differenti commutazioni. Fortunatamente nel ricevitore le operazioni richieste sono le stesse sia nel modo SSB sia in quello CW. Nel trasmettitore invece sono richiesti due sistemi diversi di funzionamento: in SSB si ha la voce e in CW la nota. La commutazione RX/TX è controllata dal pulsante PTT presente sul microfono quando operiamo in SSB. In CW invece molti ricetrasmettitori usano un circuito automatico di ritardo per tenere il trasmettitore abilitato durante la trasmissione CW. Questo circuito di ritardo era richiesto specialmente nelle vecchie apparecchiature che usavano relè meccanici. Nei moderni ricetrasmettitori con tutte le commutazioni elettroniche questo non ha più senso, poiché lo scambio RX/TX può essere fatto in meno di un millisecondo.

La trasmissione SSB avviene quindi durante la chiusura del pulsante PTT, mentre quella in CW è abilitata dalla chiusura del tasto CW: cosi’ non sono richiesti altri comandi sul pannello frontale. Nel funzionamento in CW non è richiesto nessun ritardo e il ricevitore è subito abilitato dopo che è stato rilasciato il tasto CW (modo di operare in “BK”). Lo schema delle commutazioni RX/TX è presente in Fig.48. Nei ricetrasmettitori SSB/CW diversi moduli sono sempre abilitati da una tensione continua di +12V. Essi sono: il VCXO, il mixer in ricezione, l’amplificatore IF, il demodulatore e il modulatore. Quando abilitiamo il trasmettitore sia in SSB sia in CW, il modulo RX LNA si disabilita (+12VRX) e si alimenta il TX PA (+12VTX, +5VTX o +4VTX). Durante la trasmissione SSB, il modulo RX AF è disabilitato (+12VAF), per prevenire disturbi all’amplificatore microfonico (+12VSSB). Tuttavia, durante la trasmissione CW l’amplificatore AF rimane alimentato come pure altri stadi del ricevitore, cosi’ che la nota CW può essere verificata  in altoparlante o in cuffia. La tensione +12VCW abilita anche un segnale a 683 Hz all’ingresso del modulatore. Le tensioni +12VAF, +12VSSB, +12VCW e +12VRX sono commutate da dei transistor PNP BC327. A causa di una più alta corrente di DRAIN, l’alimentazione +12VTX richiede un transistor PNP più potente come il BD138. Il TX PA riceve la sua alimentazione attraverso una resistenza limitatrice di corrente dalla linea +12VTX. Poiché quest’ultima dissipa una considerevole quantità di potenza, essa è costituita da alcune resistenze in parallelo poste sulla scheda di commutazione per non scaldare il transistor del PA.

Il valore della resistenza di limitazione di corrente dipende dalla versione del ricetrasmettitore. Il PA a 1296MHz con il CLY5 richiede otto resistenze da 33ohm 0.5W per un valore totale di 16.5ohm. Il PA a 2304MHz con il CLY2 richiede quattro resistenze da 33ohm 0.5W per un valore totale di 33ohm. Infine il PA a 5760MHz che usa due ATF35376 richiede una sola resistenza da 82 ohm 1W.

Nel modulo di commutazione c’è anche un circuito per pilotare uno strumentino analogico ad indice da circa 300microA fondo scala. Lo strumentino ha due funzioni. Durante la ricezione è usato per testare la tensione d’alimentazione generale. Il diodo Zener da 8.2Volt serve per usare tutta la scala dello strumentino per indicare una tensione compresa tra 9V e circa 15V.

Durante la trasmissione, lo strumentino è usato per testare la tensione d’alimentazione del transistor del PA. A causa della tensione di bias del transistor, la tensione di PA sarà solo 0.5-1V senza modulazione e salirà al suo pieno valore, limitata ovviamente dal diodo Zener, solo quando verrà applicato il pieno pilotaggio (con modulazione). Il funzionamento del PA e il livello d’uscita RF possono essere tuttavia stimati dalla tensione del PA.

Uno S-meter è probabilmente inutile in un piccolo ricetrasmettitore portatile come quelli descritti nell’articolo. Se si desidera, la tensione di AGC può essere amplificata e portata allo strumentino. Inoltre, non dimentichiamo che gli indicatori a LED non sono visibili alla piena luce del sole in cima a una montagna, cosi’ la scelta è stata limitata a uno strumentino a indice.

I componenti del commutatore RX/TX sono installati su una scheda di vetronite FR4 a singola faccia dalle dimensioni di 30x80 mm come si vede da Fig.49. La posizione dei componenti per la versione a 1296MHz è visibile in Fig.50. Solo il diodo di protezione per l’inversione di polarità 1N5401 e il condensatore elettrolitico da 470microF sono saldati direttamente al connettore di alimentazione del +12V. Il trimmer da 10Kohm è usato per tarare la sensibilità dello strumentino.

La versione a 5760MHz del ricetrasmettitore SSB/CW ha bisogno dell’aggiunta di una schedina, che si chiama PIN driver, per creare la tensione negativa di bias al diodo PIN BAR80 durante la ricezione. Lo schema è riportato in Fig.51. La tensione negativa è ottenuta dalla frequenza di 5461Hz, mentre il transistor PNP BC327 fornisce anche una tensione positiva durante la trasmissione.

La schedina PIN driver è costruita su una piccola basetta FR4 dalle dimensioni di 23x20 mm come si vede da Fig.52. La disposizione componenti si vede in Fig.53. L’intero modulo PIN driver è poi inserito sulla scheda del demodulatore, usando come supporto un connettore a 5 poli portando i clock al modulatore.

 

11 – Costruzione del ricetrasmettitore a IF zero

 

Nei ricetrasmettitori zero –IF descritti sono stati usati molti componenti SMD nelle sezioni RF. Le resistenze SMD generalmente non causano problemi di risonanza, poiché esse hanno una bassa capacita’ parassita fino a 10GHz. Al contrario ci sono grandi differenze nei condensatori SMD. Per questo motivo è stato usato un solo valore di capacita’ dappertutto (47pF). I condensatori da 47pF usati nei prototipi appartengono al tipo NPO a taglia larga (misura 1206), essi hanno una risonanza attorno a 10GHz e introducono una perdita di circa 0.5dB a 5.76GHz. I condensatori SMD da 4.7microF possono essere sostituiti da quelli al tantalio a goccia.

Nei circuiti RF sono usate molte induttanze ad un quarto d’onda. Nel ricetrasmettitore a 5760MHz tutte le induttanze ad un quarto d’onda sono state fatte su microstrips. Al contrario, per salvare dello spazio nelle versioni per 1296MHz e 2304MHz, le induttanze ad un quarto d’onda sono costruite con filo di rame smaltato di 0.25mm di spessore e di lunghezza ben definita: 12cm per 648MHz, 9cm per il mixer dei 23cm (648/1296MHz), 7cm per 1296MHz e per L3 di Fig.18, 5.5cm per il mixer dei 13cm (1152/2304MHz) e 4cm per 2304MHz. Il filo di rame va avvolto tutto su una punta da trapano da 1 mm, lasciandone pero’ 5mm non avvolto per lato per la saldatura.

Il contenitore dei semiconduttori SMD e la loro piedinatura è visibile in Fig.54. Si nota che a causa delle loro ridotte dimensioni, i semiconduttori SMD sono marchiati con simboli diversi dal loro nome. Solo il transistor CLY5, in contenitore SOT-223, ha abbastanza spazio da contenere la scritta originale “CLY5”. I rimanenti componenti portano solo una, due o tre lettere di codice d’identificazione.

Tutti i circuiti a microstrip sono costruiti su un laminato in vetronite a doppia faccia tipo FR4 di 0.8 mm di spessore. Nel disegno di questi circuiti stampati si vede solo la faccia superiore, perché quell’inferiore è tutta ramata e costituisce il piano di massa delle microstrip. La superficie di rame non deve essere cosparsa né in argento né in oro placato. Lo spessore del foglio di rame della vetronite deve essere preferibilmente di 35 micron.

Poiché le schede a microstrip non sono state progettate con i fori passanti collegati tra loro, si devono collegare a massa tutti i componenti che lo richiedono. Le linee microstrip sono collegate a massa tramite un filo placato in argento da 0.6 mm di spessore (per esempio il centrale del RG214) collocato in un foro da 1 mm e saldato da entrambi i lati.

Le resistenze e i semiconduttori sono collegati a massa tramite dei fori di diametro 2 mm, 3.2 mm e 5 mm nelle rispettive posizioni. Questi fori si devono prima ricoprire dal lato massa con pezzettini di fogli di rame (spessore 0.1 mm). Successivamente i fori sono riempiti di stagno e finalmente il componente SMD è saldato al circuito. Sulle schede a microstrip sono anche saldati dei condensatori passanti nei fori da 3.2 mm di diametro verso il piano di massa. I condensatori passanti sono usati per le alimentazioni e i segnali di bassa frequenza.. Alcuni componenti come le resistenze di bias, gli Zener e i condensatori elettrolitici sono installati nella parte inferiore (come si vede dai disegni con la vista lato componenti) e collegati ai condensatori passanti.

Il modulo VCXO e tutti gli altri circuiti a microstrip sono installati in scatoline schermate come si vede in Fig.55. Sia la scatolina sia il coperchio sono costruiti con un foglio d’ottone da 0.4 mm di spessore. Il circuito stampato è saldato alla scatolina a circa 10 mm dal fondo. Nelle pareti delle scatoline sono usati altri condensatori passanti. I collegamenti dei segnali RF sono fatti usando del cavetto coassiale in teflon, come per es. RG188. La treccia schermata del cavetto coassiale deve essere ben saldata alla scatolina d’ottone tutta attorno al foro d’entrata. Infine la scatolina d’ottone deve essere fissato con delle viti autofilettanti al contenitore del ricetrasmettitore.

I coperchi delle scatoline d’ottone sono tenuti a posto dalla pressione del coperchio superiore del contenitore del ricetrasmettitore, senza bisogno cosi’ di saldarli. Così in qualunque istante si può ispezionare il circuito. I moduli dei VCXO per i 1296MHz e per i 2304MHz richiedono due coperchi: uno sopra e uno sotto. I rimanenti moduli RF sono tutti costruiti con circuiti a microstrip e il loro piano di massa rappresenta il coperchio inferiore e quindi è richiesto solo il coperchio superiore.

Le larghezze e le forme dei circuiti a microstrip sono state scelte in modo da non avere una risonanza oltre 2880MHz. Per i tre moduli che operano a 5760MHz è quindi necessaria la spugna antistatica. Per evitare disturbi ai circuiti microstrip, è stata inserita della spugna antistatica sotto il coperchio delle scatoline di ottone.

I moduli dei ricetrasmettitori a IF zero SSB sono stati installati in un contenitore autocostruito come si vede in Fig.56. La parte più importante del contenitore è il telaio. Esso deve essere costruito da un singolo foglio di alluminio spesso 1mm che serve anche da piano di massa comune per tutti i moduli. Se non si ha a disposizione una massa comune probabilmente il ricevitore auto oscillerà e dall’altoparlante si sentiranno degli scampanellii e dei fischi, specialmente con il volume alto.

Al telaio è fissato sia il pannello anteriore sia posteriore come pure il coperchio inferiore e superiore. Tutti i connettori e i comandi sono disponibili dal pannello frontale. Poi questo pannello verrà avvitato al telaio con i componenti che sono stati fissati che sono: il pulsante del CW, il connettore d’antenna SMA, lo strumentino e il potenziometro di sintonia. I coperchi superiore e inferiore sono costruiti da un foglio d’alluminio spesso 0.5 mm per alleggerire il tutto e fissati al telaio mediante delle viti autofilettanti.

I moduli RF schermati sono installati nella parte superiore del telaio dove vi è un’altezza di 32 mm. I circuiti stampati per audio frequenza sono invece installati nella parte inferiore del telaio. I collegamenti tra i due lati del telaio avvengono tramite cinque fori di diametro sufficientemente largo.

La sistemazione dei moduli dei ricetrasmettitori per i 1296MHz o 2304MHz come pure la sistemazione dei comandi e dei connettori sul pannello anteriore si vede dalla Fig.57 per entrambi i lati del telaio. I ricetrasmettitori per 5760MHz e 10368MHz hanno differenti moduli RF rispetto ai precedenti due RTX e la loro sistemazione si vede in Fig.58. La disposizione dei connettori e dei comandi è la stessa per tutte e tre le versioni.

L’altoparlante deve essere installato fuori del ricetrasmettitore perché i moduli del ricevitore RF sono abbastanza sensibili alle vibrazioni. Inoltre lo stesso altoparlante può essere usato come microfono dinamico per il ricetrasmettitore. Il circuito è stato progettato tale da permettere un collegamento parallelo dell’uscita dell’altoparlante con l’ingresso del microfono. Il PTT e il tasto CW sono semplicemente commutati a massa.

 

12 – Controllo dei ricetrasmettitori

 

I ricetrasmettitori descritti per i 1296MHz, 2304MHz, 5760MHz e 10368MHz non richiedono molte tarature. L’unico modulo che richiede qualche taratura è il VCXO. Quest’ultimo è semplicemente tarato per la massima uscita sulla frequenza desiderata. Naturalmente, la desiderata copertura del VCXO deve essere verificata con un frequenzimetro. Dopo aver tarato il VCXO, le rimanenti parti dei ricetrasmettitori richiedono una verifica generale per trovare componenti difettosi, errori di saldatura o schermature insufficienti. Il ricevitore è già pronto per funzionare e nell’altoparlante si dovrebbe ascoltare del rumore. L’intensità di rumore dovrebbe scendere quando è tolta l’alimentazione al front-end. L’intensità di rumore deve completamente sparire quando il mixer in ricezione è scollegato dall’amplificatore IF. Un rumore simile deve essere ascoltato se è collegato un solo canale (I o Q) del modulo IF. Collegare a questo punto al ricevitore un’antenna esterna lontana da esso e sintonizzarsi su una debole portante non modulata (un beacon o un altro VCXO ad una distanza di una decina di metri). Sintonizzando il ricevitore su questo segnale si devono ascoltare entrambi i toni e verificare il cambiamento di tono nelle direzioni opposte di sintonia. I due trimmer nell’amplificatore IF devono essere tarati in modo da fare scomparire il tono immagine.

Verificare ora il corretto funzionamento della commutazione USB/LSB. A questo punto la schermatura del ricevitore dovrebbe essere a posto. Collegare al ricevitore una piccola antenna portatile e avvicinarla all’interno del ricetrasmettitore. Se il rumore dell’altoparlante cambia significa che la schermatura dell’oscillatore locale è insufficiente. Un’altra prova si può fare con una lampada al neon da 20 o 40W accesa nella stessa stanza. Si deve ascoltare un debole ronzio quando l’antenna è diretta attorno alla lampada a 2-3metri di distanza. Se il ronzio è ascoltato indifferentemente dalla direzione dell’antenna, significa che la schermatura dell’oscillatore locale è insufficiente.

Il trasmettitore deve essere tarato per la sua massima potenza d’uscita La piena potenza di uscita si deve raggiungere con il trimmer del modulatore in posizione intermedia e in modo CW. La tensione del finale deve salire a quella del diodo Zener da 5.6Volt. La potenza di uscita deve scendere in misura uguale se si collega solo la modulazione I o Q al mixer di trasmissione.

A questo punto si deve testare la modulazione SSB con un altro ricevitore o meglio ancora con l’aiuto di un radioamatore a pochi chilometri di distanza. Questo è il sistema più semplice per capire la corretta banda laterale (USB o LSB) del trasmettitore perché i canali I e Q possono essere facilmente scambiati tra loro da un errore di cablaggio.

Bisogna testare il livello residuo della portante del mixer in trasmissione. A causa della conversione principale questa portante residua è un tono di 1364 Hz da parte di un ricevitore SSB commerciale. La soppressione della portante è in un campo di –35dB negli RTX a 1296MHz a solo –20dB in quelli a 5760MHz. Una scarsa soppressione della portante può essere causata da un segnale troppo alto dell’oscillatore locale o da una male installazione dei diodi mixer BAT14-099R. Da notare che la portante residua non può essere verificata da un altro ricetrasmettitore a IF zero perché essa cade nel buco di risposta dell’AF.

Le varie correnti di assorbimento possono essere verificate dalla tabella 1. La corrente di alimentazione dei ricetrasmettitori è inversamente proporzionale alla potenza di uscita a causa della tensione di bias del PA. La minima corrente di alimentazione corrisponde ai picchi di modulazione SSB o alla trasmissione CW.

Tutte le tabelle si riferiscono a una tensione di alimentazione di 12.6Volt.

A questo punto si comprendono i limiti di un ricetrasmettitore a IF zero. In particolare la dinamica del ricevitore è limitata dalla diretta rivelazione AM del mixer in ricezione. Quando si ricevono dei segnali molto forti, il guadagno del front-end deve essere ridotto per evitare il problema menzionato prima. Questo è già stato fatto nei ricevitori a 1296MHz, poiché ci sono dei segnali radar molto forti su questa gamma. La sensibilità alle interferenze dei radar sul ricevitore a IF zero per i 1296MHz è comparabile con i transverter che convertono questa frequenza sui 144MHz.

D’altra parte i ricetrasmettitori per 2304MHz e 5760MHz hanno un alto guadagno nel front-end. Se la dinamica del ricevitore vuole essere migliorata, il secondo LNA può semplicemente essere rimpiazzato da un ponticello in entrambi gli RTX. Naturalmente il guadagno del front-end si riduce. Nel caso si voglia usare un front-end esterno occorre eliminare completamente quello interno.

 

Tabella 1: consumi

 

Banda     RX (mA)              TX (mA)

23          105        650-870

13          175        490-640

6             300        410-440

 

Tabella 2: prestazioni RTX

 

Banda           Range (MHz) Pot. TX (W)            N.F.

23          1296.030  1296.270         0.85  - 1.10          4

13          2304.000  2304.300         0.45  - 0.55          3

6             5670.000  5670.400         0.09  - 0.10          3

3             10368.03  10368.20         0.10  - 0.11          3

 


Elenco delle figure:

Fig.  1 – Progetto di un ricetrasmettitore convenzionale.
Fig.  2 - Progetto di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta.
Fig.  3 - Progetto di un ricetrasmettitore SSB con Zero-IF.
Fig.  4 – Risposta di un filtro passa banda a 5.76GHz.
Fig.  5 – Progetto di un mixer subharmonico.
Fig.  6 - VCXO e moltiplicatori per 648MHz (576MHz) [720MHz].
Fig.  7 – Circuito stampato del VCXO (0.8mm singola faccia FR4).
Fig.  8 - Disposizione componenti del VCXO (versione per 648MHz).
Fig.  9 – Moltiplicatore addizionale per 2880MHz.
Fig. 10 - Circuito stampato del moltiplicatore per 2880MHz (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 11 - Disposizione componenti del moltiplicatore per 2880MHz.
Fig. 12 – Modulatore in quadratura per SSB/CW.
Fig. 13 - Circuito stampato del modulatore (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 14 - Disposizione componenti del modulatore.
Fig. 15 – Mixer in trasmissione per 1296MHz.
Fig. 16 - Circuito stampato del TX mixer per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 17 - Disposizione componenti del TX mixer per 1296MHz.
Fig. 18 - Mixer in trasmissione per 2304MHz.
Fig. 19 - Circuito stampato del TX mixer per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 20 - Disposizione componenti del TX mixer per 2304MHz.
Fig. 21 - Mixer in trasmissione per 5760MHz.
Fig. 22 - Circuito stampato del TX mixer per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 23 - Disposizione componenti del TX mixer per 5760MHz.
Fig. 24 - Front-end RF per 1296MHz.
Fig. 25 - Circuito stampato del Front-end RF per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 26 - Disposizione componenti del Front-end RF per 1296MHz.
Fig. 27 - Front-end RF per 2304MHz.
Fig. 28 - Circuito stampato del Front-end RF per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 29 - Disposizione componenti del Front-end RF per 2304MHz.
Fig. 30 - Front-end RF per 5760MHz.
Fig. 31 - Circuito stampato del Front-end RF per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 32 - Disposizione componenti del Front-end RF per 5760MHz.
Fig. 33 – Mixer in ricezione per 1296MHz.
Fig. 34 - Circuito stampato del mixer RX per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 35 - Disposizione componenti del mixer RX per 1296MHz.
Fig. 36 - Mixer in ricezione per 2304MHz.
Fig. 37 - Circuito stampato del mixer RX per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 38 - Disposizione componenti del mixer RX per 2304MHz.
Fig. 39 - Mixer in ricezione per 5760MHz.
Fig. 40 - Circuito stampato del mixer RX per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 41 - Disposizione componenti del mixer RX per 5760MHz.
Fig. 42 – Amplificatore a IF zero con AGC.
Fig. 43 - Circuito stampato del IF zero (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 44 - Disposizione componenti del IF zero.
Fig. 45 – Demodulatore SSB e amplificatore di BF.
Fig. 46 - Circuito stampato del demodulatore (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 47 - Disposizione componenti del demodulatore.
Fig. 48 – Commutazione degli RTX per 1296MHz (2304MHz) [5760MHz].
Fig. 49 - Circuito stampato del commutatore RX/TX (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 50 - Disposizione componenti del commutatore RX/TX (1296MHz).
Fig. 51 - PIN driver per 5760MHz.
Fig. 52 - Circuito stampato del PIN driver (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 53 - Disposizione componenti del PIN driver.
Fig. 54 – Piedinatura e contenitori dgli SMD.
Fig. 55 – Scatolini schermati per I moduli.
Fig. 56 – Contenitore per gli RTX.
Fig. 57 – Disposizione dei moduli per 1296MHz (2304MHz).
Fig. 58 - Disposizione dei moduli per 5760MHz.

 

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