Ricetrasmettitori SSB / CW per 1.3, 2.3, 5.7 GHz senza tarature di Matjaz Vidmar, S53MV
Riassunto:
Una nuova varietà di ricetrasmettitori SSB per microonde
semplici, piccoli, a basso costo, potenti e leggeri, perfetti per essere
portati sulle cime di montagne o colline. Tutti basati sulla conversione
diretta, trasmettitori e ricevitori SSB di tipo Weaver.
Le frequenze operative sono
1.3GHz, 2.3GHz, 5.7GHz e 10GHz . Con potenze di uscita che vanno
da 1W per le frequenze più basse (23cm) fino a 0.1W
per le radio a frequenze più alte (3cm). Commutazione da trasmissione a
ricezione tramite diodi PIN.
1 – Progetto di ricetrasmettitori SSB per microonde
Quando si discute di ricetrasmettitori SSB, la prima
domanda a cui dobbiamo rispondere è probabilmente
questa: ha senso sviluppare e costruire nuove radio SSB ? Oggi i ricetrasmettitori SSB sono prodotti in
massa per frequenze al di sotto di 30MHz, ci sono meno possibilità invece per
ricetrasmettitori a 144MHz o 432MHz SSB, e pochi apparati disponibili per
1296MHz e qualcuno per frequenze più
alte.
Molti radioamatori utilizzano perciò
ricetrasmettitori da base (spesso prodotti commerciali) operanti a bassa
frequenza con opportuni convertitori per ricezione e trasmissione o transverter
per operare a 1296MHz o frequenze più alte. Il più popolare ricetrasmettitore
da base utilizzato in questi casi è il buon vecchio IC202. Tutta l’attività a
banda stretta è perciò concentrata nei 200KHz iniziali dei segmenti di banda delle
microonde come 1296.000 – 1296.200, 2304.000 – 2304.200 ecc. ciò
per la limitata copertura di frequenza del IC202.
I transverter sono sempre stati considerati una
soluzione tecnica povera per molte ragioni. I convertitori in ricezione
abitualmente degradano il range dinamico del ricevitore mentre invece i convertitori in trasmissione
dissipano buona parte della potenza RF del ricetrasmettitore SSB da base.
Entrambi i convertitori in ricezione e trasmissione poi generano un gran numero
di prodotti spuri del mixer che sono veramente difficili da filtrare via in relazione
armonica delle bande radioamatoriali, 144/432/1296… .
Comunque, il difetto peggiore di molti transverter è
l’infiltrazione di forti segnali in ingresso o in uscita nella banda della
media frequenza del ricetrasmettitore base.
Questo problema sembra diventare peggiore usando i
144MHz come prima IF. Forti segnali in 144MHz da stazioni con grossi
schieramenti di antenne possono disturbare la prima IF anche a distanze di 50/100Km. Essendo il problema reciproco, operatori negligenti
di radio per microonde possono anche stabilire un collegamento bilaterale a
144MHz invece che tramite il transverter e l’antenna per i 1296MHz o frequenze
più alte.
Qualche microondista ha
risolto il problema prima menzionato installando un
quarzo differente nel transverter così ad esempio 1296.000 viene convertita in
segmenti della banda meno usati attorno a 144.700MHz. Operatori di microonde più seri usano
transverter con IF da 28MHz, 50MHz ed anche 70MHz per evitare i problemi sopra
menzionati. Nessuna di queste soluzioni è economica. Il problema più grave è
trascinare il grosso ricetrasmettitore per 144MHz o un HF all
mode assieme al sistema di
alimentazione sulla cima di una montagna.
Anche il buon vecchio IC202 ha i suoi problemi.
Questa radio è fuori produzione da più di una decade. Non si possono acquistare
nuove radio mentre invece la manutenzione delle
vecchie è sempre più difficoltosa. Le radio di seconda mano si trovano spesso
in scarse condizioni per le molte modifiche e “migliorie” fatte dai proprietari
precedenti. Come conclusione, oggi ha senso progettare e costruire radio SSB a
1296MHz e per frequenze
superiori !
Allora, visti i problemi sopra menzionati conosciutissimi e non nuovi, molte
soluzioni tecniche sono state considerate dai diversi progettisti. Molte
soluzioni scartate per l’alta complessità, l’alto costo e per l’elevata
difficoltà di costruzione, anche se comparate con la complessa combinazione di ricetrasmettitore base e transverter.
Molti ricetrasmettitori commerciali per SSB
comprendono modulatore e demodulatore
operanti su media frequenza alta, come si può vedere in Fig.1.
Il segnale SSB risultante viene
convertito alla frequenza operativa nel trasmettitore e poi mandato alla media
frequenza nel ricevitore. Entrambi trasmettitore e ricevitore usano componenti
costosi come i filtri al quarzo. Oltre ai filtri al quarzo, è richiesto un
filtraggio addizionale
nella parte RF per attenuare frequenze immagine e prodotti spuri dei mixer di
ricezione e trasmissione.
Il progetto dei ricetrasmettitori convenzionali (a
media frequenza alta) per le SSB risale ai tempi dei tubi termoionici, quando i
componenti attivi (i tubi) erano costosi ed inaffidabili. I componenti passivi
come i filtri non erano molto critici. Le complicate procedure di taratura
rappresentavano solamente una frazione del costo complessivo delle valvole di
un ricetrasmettitore per SSB.
I filtri al quarzo per SSB normalmente operano su
frequenze attorno a 10MHz . Una doppia o anche tripla
conversione verso l’alto sono necessarie per raggiungere le frequenze delle
microonde nel trasmettitore. Dall’altra parte una doppia o tripla conversione
verso il basso necessita nel ricevitore per raggiungere la frequenza del filtro
al quarzo. I ricetrasmettitori commerciali SSB VHF/UHF perciò economizzano su questi componenti
costosi condividendo alcuni stadi fra trasmettitore e ricevitore.
Un ricetrasmettitore SSB convenzionale per microonde
è perciò complesso e costoso. Costruire un tale ricetrasmettitore in condizioni
amatoriali è difficoltoso nella migliore ipotesi. Necessita molto lavoro e molta strumentazione
per microonde costosa. Il risultato finale poi è certamente non economico e
nemmeno valido quanto la nota combinazione transverter + RTX base.
Fortunatamente, componenti costosi come i filtri al
quarzo e complicate conversioni non sono componenti essenziali per un
ricetrasmettitore SSB. Esistono altri progetti per ricetrasmettitori SSB
economici e facili da realizzare in condizioni amatoriali. Il progetto
più popolare sembra essere quello del ricetrasmettitore SSB a conversione
diretta visibile in Fig.2. Un ricevitore SSB a
conversione diretta realizza buona parte del suo guadagno tramite un semplice
stadio di amplificazione della banda audio, mentre la selettività viene raggiunta da semplici filtri passa basso RC.
La caratteristica più importante di un
ricetrasmettitore SSB a conversione diretta è che non esistono ne complicate
conversioni ne frequenze immagine da filtrare via. La
sezione RF di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta richiede solamente
semplici filtri LC per attenuare risposte spurie molto lontane come armoniche e
sub armoniche. In un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta ben
progettato, la parte RF non richiede particolari tarature.
L’inconveniente principale di un ricetrasmettitore
SSB a conversione diretta e una piuttosto bassa reiezione della banda laterale
indesiderata. Il trasmettitore comprende due mixer identici operanti a 90 gradi
di sfasamento (mixer a quadratura) per ottenere solamente una banda laterale.
Anche il ricevitore contiene due mixer che operano con uno sfasamento di 90
gradi per la ricezione di un unica banda laterale e
per la soppressione dell’altra. Un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta
funziona correttamente solo se il guadagno di entrambi i mixer è identico, e se
lo sfasamento è di 90 gradi esatti.
Un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta perciò
include alcuni componenti critici come resistenze di precisione (1%),
condensatori di precisione (2%), semiconduttori selezionati o identici per
coppie nei mixer e complicate reti di sfasamento. La parte più complessa è di
solito il divisore/combinatore a 90 gradi della frequenza audio inclusi alcuni
amplificatori operazionali, resistenze e condensatori di precisione. Sebbene
utilizzando componenti di precisione, la reiezione della banda laterale
indesiderata raramente è migliore di –40dB. Questo è
certamente non sufficiente per operare seriamente in HF.
A dispetto delle sopra menzionate difficoltà, i
progetti con la conversione diretta sono abbastanza popolari fra i costruttori di
apparati ricetrasmettitori per QRP in HF. A frequenze oltre 30MHz cresce di
molto la difficoltà di ottenere sfasamenti di 90 gradi. Per il naturale basso
rumore in antenna oltre i 30MHz, un amplificatore RF a basso rumore viene usualmente utilizzato per migliorare la figura di
rumore del mixer. Un LNA può causare però la rivelazione diretta del AM nei
mixer. Ed un LNA può anche corrompere bilanciamento e offset di fase dei due
mixer, se il segnale dell’oscillatore locale viene
catturato dall’antenna. Un ricetrasmettitore VHF per SSB a conversione diretta
quindi non è proprio semplice come il corrispondente per le HF.
D’altra parte, il progetto del SSB a conversione
diretta ha importanti vantaggi rispetto ai ricetrasmettitori SSB convenzionali
provvisti di filtri al quarzo, per il fatto che non ci sono frequenze immagine
e una minore risposta alle spurie. Perciò i ricetrasmettitori SSB professionali
(militari) utilizzano la conversione diretta,
ma lo sfasamento AF viene ottenuto con il trattamento digitale del
segnale. Il DSP usa un algoritmo adattatore che misura e compensa gli errori
come lo sbilanciamento in ampiezza o la deviazione di fase dei due mixer, il
tutto per ottenere una perfetta eliminazione della banda laterale indesiderata.
Un ulteriore trattamento digitale al segnale AF
consente anche differenti soluzioni per il progetto dei ricetrasmettitori SSB,
per esempio il ricetrasmettitore SSB a IF zero come si vede da Fig.3. Quest’ultimo
è similare al ricetrasmettitore a conversione diretta con la differenza che
l’oscillatore locale opera al centro dello spettro del segnale SSB, in altre
parole con una deviazione di circa 1.4KHz rispetto alla frequenza della
portante SSB soppressa.
In un ricetrasmettitore SSB a IF zero, la banda
dello spettro audio da 200Hz a 2600Hz viene convertita
in due bande da
L’amplificatore IF a quadratura di un
ricetrasmettitore SSB a IF zero comprende due amplificatori AF convenzionali.
Dato che questi ultimi sono usualmente accoppiati in AC, la parte DC mancante viene convertita dal demodulatore come un buco nella risposta AF attorno a
1.4KHz . Fortunatamente questo buco non
è nocivo affatto per le comunicazioni vocali, per il fatto che esso coincide
con un vuoto
nello spettro audio della voce umana. Infatti molti
sistemi di comunicazione vocale comprendono filtri per creare un buco
artificiale attorno alla frequenza di 1400Hz per migliorare il rapporto
segnale/rumore e/o anche per inserire un
canale a bassa velocità per telemetria all’interno del canale vocale. Quindi
questo potenziale inconveniente dei progetti ad IF zero è in
effetti un grosso vantaggio per le comunicazioni a voce.
Come in un RTX a conversione diretta, un
ricetrasmettitore SSB a IF zero ha bisogno di mixer a quadratura per ricezione
e trasmissione. Comunque, sbilanciamenti in ampiezza o errori di fase sono
molto meno influenti per il fatto che essi causano
solamente distorsione nel segnale audio ricostruito. Componenti convenzionali
come resistenze al 5%, condensatori al 10% e semiconduttori non selezionati
possono essere utilizzati ovunque in un ricetrasmettitore SSB a IF zero.
Infine, un ricetrasmettitore SSB a IF zero non richiede di
complicati reti di sfasamento. Entrambi i modulatori in quadratura nel
trasmettitore e i demodulatori in quadratura nel
ricevitore (rotazione di fase e contro rotazione con 1.4KHz) sono realizzati
con semplici selettori rotanti e resistori fissi/reti di operazionali. Dei
selettori analogici CMOS come il 4051 sono l’ideale per questo scopo, ruotati
tramite segnali digitali provenienti da un oscillatore da 1.4KHz.
Sebbene lo schema di un ricetrasmettitore SSB a IF zero sembri
complicato, questo tipo ricetrasmettitore è relativamente semplice da
costruire. In particolare, pochissime (se ce ne
fossero) tarature sono richieste, per il fatto che non ci sono componenti
critici in nessun posto nel trasmettitore. In particolare, la parte RF
comprende solamente filtri passa banda relativamente a larghi (10%) che non
richiedono tarature. Anche parte IF/AF accetta componenti di larga tolleranza, ed anche queste parti non richiedono
tarature. Rimane da
tarare solamente il circuito del oscillatore locale RF, quest’ultimo necessita
qualche taratura per portare la radio sulla corretta frequenza operativa ….
2 - Introduzione alla costruzione di un RTX SSB per
microonde .
I concetti prima descritti riguardo un sistema a IF zero dovrebbero permettere il progetto di un
semplice ed affidabile ricetrasmettitore per SSB su di una determinata banda di
frequenza. In questi articoli saranno descritti quattro progetti di RTX a IF
zero che coprono le bande basse delle microonde per radioamatori di 1296MHz,
2304MHz, 5760MHz e 10368MHz. Molte soluzioni tecniche sono state già collaudate
prima in un RTX per packet radio in PSK a 1.2Mbit/s in bande radioamatoriali sia per i 23cm che
per i 13cm.
Prima di realizzare il ricetrasmettitore bisogna
considerare le esigenze necessarie e consultare pubblicazioni tecniche a
riguardo. Per fortuna le esigenze non sono molto severe per l'uso nelle bande
basse delle microonde. Su queste bande non ci sono segnali forti, quindi non
sono necessarie particolari esigenze di dinamica del ricevitore. È sufficiente
coprire una limitata fetta di frequenza (da
Dal punto di vista tecnologico conviene usare i
componenti dell'ultima generazione.
Grazie alle ricerche e agli studi fatti per
sviluppare prima i ricevitori satelliti TV e poi i telefoni cellulari GSM o
DECT, sono stati progettati dei semiconduttori per microonde dalle
caratteristiche veramente eccezionali e ad un bassissimo costo. Questi nuovi
componenti hanno un guadagno di 25dB fino a 2.3GHz e di 14dB
fino a 10GHz. Su questi ricetrasmettitori sono inoltre usati dei mixer a diodi Schottky e un commutatore d'antenna a diodi PIN.
Progettare un circuito con componenti obsoleti a
queste frequenze è molto complicato. Per esempio i famosi transistor BFR34A e
BFR91 furono introdotti sul mercato almeno 25 anni fa. A quei tempi erano i
dispositivi migliori con i loro 5dB di guadagno a
2.3GHz. Oggi è meglio usare un dispositivo MMIC INA-03184 che ha un guadagno di
25dB a 2.3GHz, al posto di usare 5 stadi amplificatori con i transistor
menzionati prima. La disponibilità di questi componenti influenza anche la
parte di componenti passivi.
Molti anni fa, i circuiti a microonde erano
costruiti in tecnologia a guida d'onda. La guida d'onda e un dispositivo a
bassa perdita e alto Q. I semiconduttori per
microonde dell'ultima generazione sono usati su schede con laminati a bassa
perdita come il teflon. Il normale laminato in vetronite
FR4 non conviene usarlo per applicazioni oltre i 2GHz perché ha alte perdite
d'inserzione e un basso Q sui circuiti accordati a microstrip.
I ricetrasmettitori a IF zero non hanno bisogno di
un'alta selettività negli stadi RF. Siccome le perdite dei circuiti possono
essere compensate dall'alto guadagno dei componenti a semiconduttori usati,
possiamo utilizzare dell'economica vetronite
tipo FR4 per i circuiti stampati fino a 10GHz. Il laminato FR4 ha delle
eccellenti qualità meccaniche, al contrario del laminato in teflon che è più
morbido, più facile da incidere e più difficile da bucare lasciando i segni
della sbavatura. Cosa molto importante è che molti componenti in contenitore
SMD sono stati progettati per essere saldati su vetronite
FR4 e si possono danneggiare o avere un falso contatto se installati su di un
laminato in teflon.
Cerchiamo di capire come si possono avere le perdite
su di un substrato tipo FR4. Con stupore si è scoperto che le perdite erano inversamente
proporzionali allo spessore del laminato della scheda e molto
basse con l'aumentare della frequenza. Le perdite maggiori del laminato
FR4 sono dovute principalmente allo strato di rame,
mentre le perdite del dielettrico sono molto basse. Le perdite RF a causa del
rame sono elevate perché la lamina di rame è ruvida per garantire una buon'aderenza con la parte isolante (vetronite).
Infatti, se noi proviamo a togliere un pezzettino di
rame dal laminato tipo FR4, la parte inferiore è piuttosto scura. Se noi
facciamo la stessa cosa su un pezzettino di laminato in teflon per microonde, i
colori di entrambe le superfici della lamina di rame sono uguali. Siccome sono
usati sistemi diversi per incollare il foglio di rame, le perdite RF sono
diverse per diversi laminati FR4. Anche se la costante dielettrica della vetronite non cambia. Non ha quindi senso placare in
argento o in oro le microstrip, visto che le perdite
RF sono causate dal sistema usato per incollare il foglio di rame alla vetronite.
Uno spessore tipico per un laminato FR4 per
componenti SMD a microonde è
In Fig.4 si può vedere il
progetto pratico di un filtro passa banda per 5.76GHz. La perdita d'inserzione
misurata è di 3.5dB nel peggiore dei casi, cioè con il laminato FR4 di peggiore
tipo. Un miglior laminato può portare le perdite a 3dB
o meglio a 2.5dB. Sebbene una perdita d'inserzione di 3.5dB è piuttosto alta
per un filtro passa banda, essa può essere recuperata dall'elevato guadagno dei
semiconduttori. La perdita d'inserzione di un condensatore d'accoppiamento SMD
può essere di 0.5dB.
Come già detto, i moderni semiconduttori sono
facilmente usabili sulle frequenze delle microonde. Un amplificatore al silicio
MMIC è capace di guadagnare 25dB (limite dato dalle
perdite parassite del contenitore) fino a 2.3GHz. Se è necessario meno
guadagno, si possono usare dei classici transistor bipolari al silicio, tenendo
a 50 ohm l'impedenza d'ingresso e d'uscita.
I semiconduttori Ga-As
sono usati in applicazioni oltre i 5GHz. Ci sono poi dei dispositivi dalle alte
caratteristiche come gli HEMT che non costano molto perché sono prodotti in massa per i ricevitori satellite TV. Gli HEMT lavorano a
bassa tensione e con più alta corrente rispetto ai
convenzionali GaAs-FET e la loro impedenza d'ingresso
e d'uscita è terminata a 50 ohm oltre i 5GHz.
Molti progettisti per microonde sono timorosi ad
usare gli HEMT perché questi dispositivi a causa del loro elevato guadagno
tendono ad oscillare fino a 50GHz o addirittura 100GHz. Questo a noi non può
succedere perché il laminato FR4 evita questo pericolo. Ecco quindi un altro
vantaggio che si ha usando il laminato FR4.
La disponibilità e l'economicità
dei GaAs-FET di potenza semplifica molto la
costruzione dello stadio d'uscita del trasmettitore. In particolare, l'elevato
guadagno dei GaAs-FET di potenza nelle bande dei
I ricetrasmettitori a IF zero o a conversione
diretta devono avere dei mixer con delle caratteristiche particolari. Il mixer
bilanciato è molto importante per sopprimere la portante residua del
trasmettitore e per eliminare la rivelazione del segnale AM nel ricevitore.
Sulle microonde, un sistema molto semplice per avere un buon mixer bilanciato è
di usare un mixer sub armonico con due diodi in anti-parallelo come si vede in
Fig.5.
Questo mixer ha bisogno di una frequenza dimezzata
per l'oscillatore locale. Il raddoppio della frequenza è ottenuta internamente
al circuito del mixer. Uno svantaggio per questo tipo di mixer è l'alta figura
di rumore tra 10 e 15dB e la sensibilità al livello
del segnale dell'oscillatore locale.
Sia un livello troppo basso che troppo alto di
segnale dell'oscillatore locale LO piloterà male il
mixer, causando perdite d'inserzione e figura di rumore.
Un vantaggio è invece quello d'avere bisogno solo di
due circuiti accordati a microstrip non critici che non influenzano il
bilanciamento del mixer. Le migliori caratteristiche si ottengono usando
quattro diodi Schottky collegati internamente a
ponte. Il tipo BAT14-099R permette una soppressione della portante di circa
-35dB a 1296MHz e una soppressione della portante di circa -25dB a 5760MHz
senza nessun'accordatura.
Un vantaggio molto importante per un mixer sub
armonico è che la frequenza dell'oscillatore locale deve essere la meta' della frequenza finale. In un ricetrasmettitore a IF
zero o a conversione diretta questo sistema riduce il crosstalk
tra lo stadio RF e l'oscillatore locale e quindi riduce anche la schermatura in
un ricetrasmettitore a IF zero o a conversione diretta. Una frequenza dimezzata
dell'oscillatore locale riduce gli stadi di moltiplicazione della frequenza. I
moduli dei tre RTX a IF zero per 1296MHz, 2304MHz, 5760MHz e 10368MHz hanno
molte parti in comune. In particolare, le sezioni di bassa frequenza e quelle
IF sono uguali in tutte le versioni. Le sezioni RF sono simili: sono diversi i
filtri a microstrip, il livello di rumore e la potenza d'uscita. Il modulo VCXO
è usato in tutte le versioni, con piccole modifiche dipendenti dalla banda
usata.
Ogni modulo verrà quindi
descritto singolarmente. Naturalmente i moduli simili per frequenze diverse
saranno descritti una volta sola. Ci sarà una descrizione tecnica per ogni
singolo modulo, come schermare i vari moduli e come eseguire il cablaggio
dell'intero ricetrasmettitore.
3 - VCXO e moltiplicatori di frequenza
Poiché si deve coprire una fetta di frequenza
relativamente stretta, un VXO seguito da degli stadi moltiplicatori sono
un'efficiente soluzione per l'oscillatore locale. Il VXO è ottenuto dalla
variazione della frequenza di un quarzo risonante in fondamentale: i quarzi in overtone non sono adatti a questo tipo d'applicazione. Un
quarzo risonante in fondamentale ha un basso Q e meno stabilita'
di un quarzo in overtone. Per questo tipo
d'applicazione le caratteristiche di un quarzo risonante in fondamentale sono
più che sufficienti.
I quarzi risonanti in fondamentale possono essere
costruiti per frequenze fino a 25MHz. Tuttavia l'uscita del VCXO ha bisogno di
essere moltiplicata per ottenere la frequenza desiderata in microonde. La
moltiplicazione di frequenza può essere ottenuta da una catena di
moltiplicatori convenzionali operanti in classe C, e da filtri passa banda
oppure da un PLL.
Sebbene il PLL richieda pressoché nessuna taratura e
sia facilmente riproducibile. La soluzione a PLL viene
scartata per altre ragioni. Un ricetrasmettitore SSB richiede un segnale
dell’oscillatore locale molto pulito, perciò il PLL necessita di stadi buffer per
evitare di tirare il VCXO e/o il VCO per microonde. Sono critiche anche le
schermature e la regolazione dell’alimentazione, il tutto rende l’intero
moltiplicatore PLL molto più complicato di una catena
di moltiplicazione convenzionale.
Il circuito elettrico del VCXO e dei moltiplicatori
di frequenza è visibile in Fig.6. Il VCXO lavora a
circa 18MHz per i ricetrasmettitori a 1296MHz e 2304MHz e a circa 20MHz per
quello a 5760MHz. Tutti gli stadi moltiplicatori usano dei transistor al
silicio bipolari tipo BFX89 (BFY90) eccetto per l'ultimo stadio che è un BFR91.
Il modulo genera una frequenza di 648MHz per la versione di RTX a 1296MHz. Nel
ricetrasmettitore a 2304MHz invece il modulo genera una frequenza di 576MHz,
usando naturalmente fattori di moltiplicazione diversi. Nella versione a
5760MHz il modulo genera una frequenza di 720MHz che sarà portata a 2880MHz da
un altro modulo. Naturalmente il valore dei componenti deve essere scelto in
base alla banda che c'interessa, per esempio i componenti racchiusi nelle
parentesi rotonde servono per la versione a 2304MHz, mentre quelli racchiusi
nelle parentesi quadrate per la versione a 5760MHz
Il VCXO e la catena dei moltiplicatori di frequenza
sono costruiti su una scheda in vetronite a singola
faccia del tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm
come si vede in Fig.7. La disposizione componenti per
la versione 648MHz è visibile in Fig.8. L'esatto
valore della bobina L1 dipende dal quarzo usato. Alcuni quarzi con risonanza
parallela possono richiedere un condensatore variabile al posto di L1. L2 e L3
sono da 150nH ognuna equivalenti a 4 spire di filo di rame smaltato da
Il VCXO è la sola parte di tutto il
ricetrasmettitore che richiede taratura. L2, L3 e i condensatori variabili in
parallelo a L4, L5, L6, L7, L8 e L9 devono semplicemente essere tarati per
avere la massima uscita alla frequenza desiderata. In una catena di
moltiplicazione di frequenza, i livelli del segnale RF può facilmente essere
testato misurando la tensione continua sulla giunzione BE del transistor
moltiplicatore.
Una volta che la catena di moltiplicazione è tarata,
L1 e la capacita' del varicap-MV1404 devono essere
sintonizzate per ottenere la copertura di frequenza desiderata dal VCXO. Se si
usano dei quarzi standard da computer per 18MHz o 20MHz, si raccomanda di
selezionarne uno con il più piccolo coefficiente di temperatura.
Non tutti i radioamatori sono abilitati ad usare il
segmento di frequenza assegnato per i 2304MHz sui
Il ricetrasmettitore per i 5760MHz richiede un
moltiplicatore di frequenza addizionale da 720MHz a 2880MHz come si vede in Fig.9. Il primo HEMT ATF 35376 lavora da quadruplicatore
di frequenza mentre il secondo HEMT ATF35376 è un
amplificatore selettivo con uscita a 2880MHz. Questo modulo in più per la banda
Il moltiplicatore di frequenza a 2880MHz dovrebbe
dare un'uscita in potenza di +11dBm senza nessuna taratura. Volendo si può
tarare L8 e L9 a 720MHz (sul modulo del VCXO) per ottimizzare per la minima
corrente di DRAIN (massima tensione) del primo HEMT. I due diodi LED rossi sono
usati come Zener a 2V. I LED
sono migliori dei diodi Zener perché hanno un
ginocchio più acuto e non hanno effetto valanga.
4 - Modulatore SSB/CW
Lo scopo principale di un modulatore SSB/CW è quello
di convertire la frequenza audio del microfono di 200 Hz
a 2600 Hz in due bande da
Lo stadio dell'amplificatore microfonico è stato
realizzato con due transistor BC238. L'ingresso microfonico è accoppiato ad un
microfono a bassa impedenza con la resistenza da 33ohm. Il diodo 1N4007 protegge l'ingresso nel caso questo fosse
semplicemente collegato in parallelo all'uscita dell'altoparlante. Infine
l'uscita pilota uno stadio inseguitore d’emettitore realizzato con un altro
transistor BC238.
Il segnale CW è generato alla stessa maniera di
quello SSB. La frequenza di 683 Hz ad onda quadra,
proveniente dal modulo del demodulatore, è ripulita
inizialmente da un filtro audio passa basso e poi
trattata alla stessa maniera del segnale SSB. Entrambi le sorgenti di bassa
frequenza sono semplicemente commutate dai diodi 1N4148.
Il componente principale del modulatore è il commutatore analogico CMOS 4051. Questo commutatore è
scandito da clock di 1365 Hz, 2731 Hz e 5461 Hz provenienti dal demodulatore. Il segnale audio d'ingresso è
alternativamente inviato ai canali I e Q. I segnali I
e Q sono ottenuti da una rete resistiva e da quattro
amplificatori operazionali (il primo MC3403). Successivamente i segnali I e Q
entrano in un filtro passa basso per eliminare i prodotti spuri che si possono
creare. Infine ci sono due inseguitori di tensione per pilotare il mixer a
quadratura in trasmissione.
Il modulo del modulatore SSB/CW in quadratura è
costruito su una scheda in vetronite a singola faccia
tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede
in Fig.13. La disposizione componenti è visibile in
Fig.14. Molti componenti sono stati installati
verticalmente per salvare dello spazio. Il modulatore SSB/CW non richiede
nessuna taratura. Il trimmer da 4.7Kohm è previsto per verificare tutto il
trasmettitore. La piena potenza (in modo CW) sarà ottenuta con il cursore del
trimmer in posizione centrale.
5 - Mixer in trasmissione
Tutti e tre i moduli dei mixer in trasmissione per
1296MHz, 2304MHz e 5760MHz hanno gli stadi similari: un commutatore per il
segnale dell'oscillatore locale, due mixer subarmonici,
un combinatore in quadratura e un amplificatore RF selettivo. Una piccola parte
del segnale dell'oscillatore locale è ottenuta da un accoppiatore
e poi amplificato per pilotare il mixer in trasmissione. Durante la ricezione
si toglie l'alimentazione allo stadio amplificatore del segnale
dell'oscillatore locale. Questa soluzione può sembrare complicata, ma in
pratica essa permette un eccellente isolamento tra i mixer del trasmettitore e
del ricevitore. Il circuito in è semplice e i componenti da utilizzare sono
pochi.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione
per i 1296MHz è
visibile in Fig.15. Il segnale dell'oscillatore
locale a 648MHz è preso da un accoppiatore a -20dB,
amplificato dal transistor BFP183, alimentando due mixer subarmonici
equipaggiati con BAT14-099R quaterna di diodi Schottky.
Il filtro passa basso a 648MHz attenua la seconda armonica a 1296MHz per
evitare di compromettere la simmetria dei mixer.
I due segnali a 1296MHz entrano in un combinatore a
quadratura, seguiti da un filtro passa banda a 1296MHz. Quest’ultimo rimuove
sia i 648MHz sia i prodotti dei mixer indesiderati. Dopo i filtraggi il livello
del segnale SSB a 1296MHz è piuttosto basso (attorno a –10dBm), perciò un MMIC
tipo INA-10386 viene usato per potenziare il segnale
in uscita al circa +15dBm.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione
per i 1296MHz è stato realizzato con microstip su vetronite a doppia faccia tipo FR4 che misura 40mm x 120mm come si vede da Fig.16.
La disposizione dei componenti è visibile in Fig.17.
Questo circuito non richiede nessuna taratura per operare a 1296MHz o a
1270MHz.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione per
i 2304MHz è visibile in Fig.18. Il segnale
dell'oscillatore locale a 576MHz è preso da un accoppiatore
a -20dB, amplificato dal transistor BFP183 e poi duplicato a 1152MHz dal
transistor BFP196. L'uscita duplicata va ad un filtro passa banda a microstrip
e poi ai due mixer subarmonici costituiti da una
quaterna di diodi Schottky ad anello tipo BAT14-099R.
I due segnali a 2304MHz entrano in un combinatore a
quadratura, seguiti da un filtro passa banda che rimuove il segnale
dell'oscillatore locale a 1152MHz e altri segnali prodotti non desiderati dal
mixer. Dopo il filtraggio a 2304MHz il segnale SSB è un po’ basso (circa
-11dBm), quindi è usato un chip MMIC tipo INA-10386 per amplificare il livello
d'uscita del segnale a circa +10dBm.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione è
stato realizzato su una scheda in vetronite a doppia
faccia tipo FR4 che misura 40mm x 120mm come si vede
da Fig.19. La posizione dei componenti è visibile in
Fig.20. Il circuito non richiede nessuna taratura se
si opera da 2304MHz a 2320MHz. Per operazioni in banda
satelliti sopra i 2400MHz il filtro passa banda dell'oscillatore locale
deve essere tarato per 1200MHz accorciando L7 e L8 dalla parte calda.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione
per i 5760MHz è visibile in Fig.21. Il segnale
dell'oscillatore locale è preso da un accoppiatore a -15dB e il livello del segnale
dell'oscillatore locale a 2880MHz è amplificato da uno stadio con ATF35376
alimentando i due mixer subarmonici equipaggiati con
i diodi Schottky ad anello. Il filtro passa basso a
2880MHz attenua la sua seconda armonica a 5760MHz per evitare di disturbare la
simmetria dei mixer.
I due segnali a 5760MHz entrano in un combinatore
ibrido in quadratura, seguiti da un filtro passa banda a 5760MHz. In questo
modo viene rimosso il segnale dell'oscillatore locale
a 2880MHz e altri segnali prodotti e non desiderati dal mixer. Dopo il
filtraggio il segnale SSB a 5760MHz è basso (circa -14dBm), quindi vengono usati due stadi amplificatori con due HEMT ATF35376
per portare il livello del segnale a +11dBm.
Il circuito del mixer a quadratura in trasmissione è
stato realizzato su una scheda in vetronite a doppia
faccia tipo FR4 che misura 30mm x
6 - Front-end RF
Il front-end RF comprende l'amplificatore di potenza
del trasmettitore, gli amplificatori in ricezione a basso rumore e il circuito
di commutazione dell'antenna. Ovviamente ci sono diversi circuiti amplificatori
di potenza, non dipendenti tanto dalla frequenza ma dalla tecnologia usata e
dalla potenza desiderata. Per la commutazione RX/TX non ha senso usare dei costosi relè coassiali, poiché i diodi PIN hanno la
stessa perdita d'inserzione e d'isolamento pero' ad
un costo molto basso e un tempo di commutazione più veloce.
Lo schema del front-end RF per i 1296MHz è visibile in
Fig.24. L’amplificatore di potenza del trasmettitore
comprende un unico stadio con il GaAs-FET di potenza
CLY5, avente un
guadagno di 15dB e potenza in uscita di circa 1W (+30dBm). Il CLY5 è un
transistor a bassa tensione che opera a circa 5V. Il bias negativo di GATE è generato dalla giunzione GS tramite
la rettificazione del segnale RF di pilotaggio durante i picchi di modulazione.
Il GATE rimane negativo per pochi secondi grazie alla capacità da 1uF. Per prevenire il
surriscaldamento e la distruzione del CLY5, il +5VTX è ottenuto tramite un resistore
limitatore di corrente. Questa soluzione può sembrare strana, ma risulta molto
semplice, non richiede tarature permettendo un comportamento lineare ragionevole ma la cosa più importante è che questo sistema
si è dimostrato veramente efficiente nei trasmettitori per packet radio PSK 24
ore al giorno nella rete packet Slovena.
Il commutatore d’antenna comprende la serie di diodi
BAR63-03W e lo shunt BAR80. Entrambi sono attivati in
trasmissione. L9 è una linea di un quarto d’onda che trasforma il corto
circuito del BAR80 in un circuito aperto per il trasmettitore. Il preamplificatore in ricezione comprende un unico transistor
BFP181 (guadagno 15dB) seguito da un filtro passa
banda a 1296MHz (-3dB di perdita). Nel front-end per i 1296MHz il guadagno
dell’LNA va limitato per evitare le forti interferenze da parte di utenze non radioamatoriali di questa banda (radar ed altri sistemi di
radio navigazione).
Il front-end RF per i 1296MHz è costruito su una
basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di 40mm X 80mm visibile in Fig.25. La disposizione componenti è visibile in Fig.26. Il front-end RF per i 1296MHz non richiede tarature.
Comunque dato che l’impedenza di uscita dell’INA-10386 interno al mixer in
trasmissione non è esattamente 50ohm, la lunghezza del cavo fra mixer di trasmissione e il
fron-end RF è critica. Perciò L1 potrebbe richiedere
qualche aggiustamento se la lunghezza del cavetto in Teflon non è di 12.5cm.
Il circuito del front-end per i 2304MHz è visibile
in Fig.27. La parte di potenza del trasmettitore è
costituita da due stadi: un transistor BFP183 come driver e un GaAs-FET CLY2 come finale di potenza. Si è resa necessaria
l'aggiunta del driver BFP183 poiché la potenza
d'uscita del chip INA-10386, sul mixer in trasmissione, è molto più piccola a
2304MHz che non a 1296MHz. Inoltre a causa di un'ulteriore inserzione del
filtro passa banda all'ingresso dello stadio dell'amplificatore di potenza (L1,
L2, L3, L4) le perdite d'inserzioni sono maggiori che non nella versione a
1296MHz.
Il BFP183 lavora come amplificatore in classe A,
mentre il CLY2 è usato a bassa tensione (5.6V) e la
tensione negativa sul GATE se la genera da solo rettificando il segnale d'ingresso,
alla stessa maniera del finale di potenza CLY5 presente nella versione a
1296MHz. Naturalmente nella versione 2304MHz la corrente di DRAIN è più bassa,
quindi il limitatore resistivo di corrente (presente
sul modulo del commutatore) che fornisce il +5VTX deve essere più alto: ne
consegue che la potenza al connettore d'antenna ammonta a circa 0.5 W (+27dBm).
Il circuito del commutatore d'antenna a diodi PIN è identico a quello usato nel
front-end della versione a 1296MHz: esso ha in serie un diodo BAR63-03W e un
BAR80 come shunt.
Siccome sulla banda 2.3GHz non ci sono disturbi, il
front-end RF per i 2304MHz è formato da due stadi LNA: un HEMT tipo ATF35376
nel primo stadio e un BFP181 nel secondo stadio. Il guadagno complessivo del
LNA è di circa 23dB. Poiché
Il front-end RF per i 2304MHz è costruito su una
basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di 40mm X 120mm visibile in Fig.28. La disposizione componenti è visibile in Fig.29. Il front-end RF per i 2304MHz non richiede tarature,
poiché sia il trasmettitore sia il ricevitore hanno alcuni dB
di margine di guadagno. Viceversa, per strappare qualche milliWatt in più all'uscita del CLY2 (se è veramente
necessario !), si possono effettuare leggere tarature ai circuiti d'uscita.
Il circuito del front-end per i 5760MHz è visibile
in Fig.30. La parte di potenza del trasmettitore è
costituita da due HEMT ATF
I due HEMT del PA ricevono una tensione positiva di bias su entrambi i GATE in trasmissione e in ricezione. In
trasmissione gli HEMT la tensione negativa se la generano da soli rettificando
il segnale di ingresso alla stessa maniera dei GaAs-FET
di potenza CLY2 e CLY5. La tensione di alimentazione degli HEMT +4VTX ha
bisogno di una resistenza limitatrice di corrente.
Il commutatore d'antenna è costituito da un solo
diodo BAR80 che protegge l'ingresso del ricevitore durante la trasmissione. Durante
la ricezione, i due HEMT del PA sono in corto circuito grazie alla tensione
positiva di bias sul GATE. Il corto viene trasformato in alta impedenza dalle linee L5 ed L6.
Siccome il diodo BAR80 non è stato progettato per
operare oltre i 3GHz, la sua capacita' introduce
altre perdite di inserzione sul ricevitore a 5.76GHz. Queste perdite possono
essere ridotte se viene applicata una tensione inversa
al BAR80 durante la ricezione.
Poiché non ci sono segnali forti sulla banda dei
5.7GHz, lo stadio LNA per i 5760MHz è composto da due
HEMT ATF35376. Il guadagno totale dello stadio LNA, tenendo conto delle perdite
del commutatore d'antenna e dei filtri passa basso a 5760MHz, è di circa 23dB.
Il front-end per i 5760MHz è costruito su una
basetta in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di
7 - Mixer in ricezione
Tutti e tre i moduli del mixer in ricezione per i
1296MHz, 2304MHz e 5760MHz hanno gli stadi similari: un amplificatore
addizionale per il segnale RF, un divisore ibrido in quadratura, due mixer subarmonici, un oscillatore locale a meta'
della frequenza di ricezione e due preamplificatori di
IF. I mixer subarmonici e il divisore in quadratura
sono molto simili a quelli usati nel modulo del mixer in trasmissione.
Il circuito del mixer in ricezione per i 1296MHz è
visibile in Fig.33. Il segnale RF in ingresso inizialmente
attraversa un filtro passa basso a microstrip poi amplificato da un MMIC
INA-03184 e in seguito filtrato da un identico stadio passa basso a microstrip.
Il guadagno complessivo della catena dei due filtri e dei MMIC è attorno ai 20dB.
Un alto guadagno nella sezione RF è necessario per
coprire la relativamente alta figura di rumore dei due mixer subarmonici e le perdite aggiunte dal ibrido di quadratura.
I due mixer subarmonici in ricezione usano anch’essi
le quaterne di diodi Schottky BAT14-099R. L’uscita
del mixer viene poi fatta passare attraverso un filtro
passa basso verso il preamplificatore IF.
I preamplificatori IF
usano transistori per HF tipo BF199. Questi si sono dimostrati migliori delle
rispettive controparti BC…. malgrado la frequenza molto bassa (meno di 1200Hz). I
transistori per HF hanno un guadagno in corrente inferiore, la loro impedenza
di ingresso quindi è più bassa e si adatta meglio all’impedenza di uscita dei
mixer. Entrambi i preamplificatori IF ricevono
l’alimentazione dal modulo amplificatore IF.
Il mixer in ricezione per 1296MHz è costruito su una
scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di 40mm x 120mm come si vede da Fig.34. La disposizione componenti si vede in Fig.35. Il mixer in ricezione per i 1296MHz non ha bisogno di
tarature.
Il circuito del mixer in ricezione è visibile in Fig.36. Siccome i componenti come l'INA-03184 e i diodi Schottky BAT14-099R hanno caratteristiche similari nelle
bande 1296MHz e 2304MHz, il circuito del mixer per 2304MHz è molto simile a
quello dei 1296MHz..
L'unica differenza è l'aggiunta di un duplicatore di
frequenza a 1152MHz con il transistor BFP196. Questo stadio moltiplicatore
incorpora anche un filtro passa basso in ingresso e un filtro passa banda in
uscita. Il filtro passa banda di ingresso dovrebbe prevenire indesiderati
conflitti con altri circuiti operanti alla stessa frequenza di 576MHz
dell'oscillatore locale. L'impedenza da 1microHenry
deve avere un nucleo in ferrite per la stessa ragione descritta prima.
Il mixer in ricezione per 2304MHz è costruito su una
scheda in vetronite a doppia faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di 40mm x 120mm come si vede da Fig.37. La disposizione componenti si vede in Fig.38. Il mixer in ricezione non ha bisogno di tarature se si
usa da 2304MHz a 2320MHz. Per operazioni in banda satelliti
oltre i 2400MHz, il filtro passa banda dell'oscillatore locale deve essere
tarato per 1200MHz accorciando L26 e L27 al loro lato caldo.
Il circuito del mixer in ricezione per i 5760MHz è
visibile in Fig.39. Poiché i componenti con un guadagno simile all'INA03184 non
sono disponibili per i 5.7GHz, sono necessari due stadi amplificatori RF per ottenere
un guadagno di circa 20dB. In entrambi gli stadi amplificatori RF sono usati
degli HEMT ATF35376. Per il resto il circuito è molto simile a quello del mixer
per i 1296MHz.
Il mixer a quadratura in ricezione per i 5760MHz è
costruito su una scheda in vetronite a doppia faccia
tipo FR4 dalle dimensioni di
8 - Amplificatore a IF zero con AGC
La principale caratteristica di un ricevitore a
conversione diretta a IF zero è di ottenere molto guadagno del segnale con
semplicità ed economicità dello stadio AF. La
selettività è ottenuta con dei semplici filtri passa
basso RC che non richiedono nessuna taratura. Lo schema di un amplificatore IF
equipaggiato di AGC è diverso da quelli convenzionali.
Un ricevitore a IF zero richiede due canali di
amplificazione IF, poiché entrambi i canali I e Q hanno bisogno di essere
amplificati separatamente prima della demodulazione. I due canali IF devono
essere uguali il più possibile per ottenere lo stesso rapporto di
amplificazione e un basso offset di fase tra i segnali I e Q.
Tuttavia entrambi i canali devono avere in comune l’AGC così che il rapporto di
amplificazione rimane invariato.
Il circuito dell'amplificatore a IF zero è visibile
in Fig.42. Il modulo di amplificazione IF ha
incorporato due filtri passa basso uguali
all'ingresso, seguiti da un doppio stadio amplificatore con l'AGC in comune.
Una correzione di amplificazione/fase è fatta dopo il primo stadio
amplificatore, seguito da un altro paio di filtri passa
basso e da un altro stadio con doppio amplificatore con AGC in comune.
I due filtri passa basso di ingresso sono dei
filtri attivi RC e usano due transistor BC238 ad inseguitore d’emettitore. Sono
stati usati dei transistor bipolari perché sono meno rumorosi degli
amplificatori operazionali. Il circuito d’ingresso alimenta anche il preamplificatore IF, che si trova sul modulo del mixer in
ricezione, attraverso le resistenze da 1.5Kohm.
I due stadi amplificatori sono anch'essi costituiti
con dei transistor bipolari BC238. Ogni stadio amplificatore è formato da un
amplificatore in tensione (primo BC238) seguito da uno stadio inseguitore
d’emettitore (secondo BC238).
Il circuito AGC usa dei transistor MOS come
resistenza variabile all'ingresso dei due stadi amplificatori.
Per ottenere il guadagno uguale dei canali I e Q,
entrambi i transistor MOS fanno parte di un unico circuito integrato (4049UB),
il quale è stato usato in una maniera un po’ insolita.
Sul modulo amplificatore IF ci sono due trimmer per
le piccole correzioni di bilanciamento (10Kohm) e
offset di fase (250Kohm) tra i due canali. Lo stadio di correzione è seguito da due filtri passa basso che usano gli amplificatori
operazionali MC3403, poiché i segnali
sono già abbastanza grandi e il rumore degli amplificatori operazionali non è
più un problema. Dopo di ché c'è un altro doppio stadio amplificatore con il
suo AGC, identico a quello descritto in precedenza.
Il modulo amplificatore a IF zero è costruito su una
scheda in vetronite a singola faccia tipo FR4 dalle
dimensioni di 50mm x
9 – Demodulatore SSB e
amplificatore di BF
La principale funzione del demodulatore
SSB in quadratura è la conversione di entrambi i segnali IF I e Q (che vanno da
Nel demodulatore SSB
troviamo quattro amplificatori operazionali (MC3403) per generare un sistema ad
otto fasi dei segnali I e Q, usando una rete di resistenze simile a quella
usata nel modulatore. La demodulazione del segnale e la controrotazione
del vettore sono ottenute da un commutatore analogico CMOS
tipo 4051, scandendo alla frequenza di 1365 Hz.
I segnali I e Q sono alternativamente mandati all'uscita: in altre parole il
circuito svolge esattamente la funzione inversa del modulatore.
I segnali spuri prodotti dalla rotazione del vettore
sono rimossi da un filtro attivo passa basso RC fatto da un transistor BC238.
Il segnale audio demodulato è cosi'
inviato al potenziometro di controllo del volume da 100Kohm.
Un circuito integrato LM386 è usato come amplificatore audio BF: esso assorbe
poca corrente e ha bisogno di pochi componenti per il suo funzionamento.
Per i due circuiti integrati 4051 (uno sul
modulatore e uno sul demodulatore) sono necessarie
tre frequenze di clock per la sua scansione che sono generate da un contatore
binario 4029. Il contatore
L'ingresso su/giù ha una resistenza di pull-up da 100Kohm per le
operazioni in USB. Il modo operativo LSB è ottenuto mettendo a massa l'ingresso
su/giù tramite un interruttore situato sul pannello frontale del contenitore
del ricetrasmettitore.
La commutazione USB/LSB normalmente non è richiesta
per i collegamenti terrestri. La commutazione USB/LSB è necessaria solo quando operiamo con i satelliti o i transponder
lineari terrestri o quando usiamo convertitori o transverter per altre bande.
Il commutatore USB/LSB può anche essere usato per ridurre le interferenze
durante le operazioni in CW. L'alternativa al commutatore USB/LSB è lo scambio
dei canali I e Q. Quando assembliamo i moduli di
questo ricetrasmettitore dovremo fare molta attenzione ai fili dei segnali I e
Q per non incorrere nell'errore di avere i modi operativi USB e LSB scambiati
tra RX e TX.
Il contatore
L'oscillatore è costituito da un quarzo a 32768Hz. Il doppio flip-flop 4013
divide questa frequenza per tre ottenendo cosi' 10923Hz, cioè il clock per il contatore 4029. La frequenza
di scansione del 4051 è cosi' di 1365Hz.
Questo provoca un buco di frequenza della voce umana, che è comunque
trascurabile.
Il 4029 genera anche una frequenza di 683Hz per il tono del CW in trasmissione, riducendo cosi' i segnali spuri non desiderati.
Il demodulatore SSB e
l'amplificatore di BF sono stati realizzati su una scheda in vetronite a singola faccia tipo FR4 dalle dimensioni di 40mm x 120mm come si vede in Fig.46.
La disposizione componenti è visibile in Fig.47.
Molti componenti sono stati installati verticalmente per salvare dello spazio.
L'oscillatore al quarzo a 32768Hz lavora bene solo
con il circuito integrato 4011UB ( oppure 4001UB ). I circuiti integrati CMOS
della serie B hanno un guadagno troppo alto per questo tipo d'applicazione. Se
necessario si può mettere un condensatore da 560pF per
stabilizzare l'oscillatore. Il circuito dell'oscillatore a quarzo lavora bene
con i vecchi integrati CMOS tipo 4011 o 4001 senza suffisso o con il suffisso "A".
10 – Commutazioni del ricetrasmettitore SSB/CW
Un ricetrasmettitore SSB/CW richiede differenti
commutazioni. Fortunatamente nel ricevitore le operazioni richieste sono le
stesse sia nel modo SSB sia in quello CW. Nel trasmettitore invece sono richiesti
due sistemi diversi di funzionamento: in SSB si ha la voce e in CW la nota. La
commutazione RX/TX è controllata dal pulsante PTT presente sul microfono quando operiamo in SSB. In CW invece molti
ricetrasmettitori usano un circuito automatico di ritardo per tenere il
trasmettitore abilitato durante la trasmissione CW. Questo circuito di ritardo
era richiesto specialmente nelle vecchie apparecchiature che usavano relè meccanici. Nei moderni ricetrasmettitori con tutte le
commutazioni elettroniche questo non ha più senso, poiché lo scambio RX/TX può
essere fatto in meno di un millisecondo.
La trasmissione SSB avviene quindi durante la
chiusura del pulsante PTT, mentre quella in CW è abilitata dalla chiusura del
tasto CW: cosi’ non sono richiesti altri comandi sul
pannello frontale. Nel funzionamento in CW non è richiesto nessun ritardo e il
ricevitore è subito abilitato dopo che è stato rilasciato il tasto CW (modo di
operare in “BK”). Lo schema delle commutazioni RX/TX è presente in Fig.48. Nei ricetrasmettitori SSB/CW diversi moduli sono
sempre abilitati da una tensione continua di +12V. Essi sono: il VCXO, il mixer
in ricezione, l’amplificatore IF, il demodulatore e
il modulatore. Quando abilitiamo il trasmettitore sia in SSB sia in CW, il
modulo RX LNA si disabilita (+12VRX) e si alimenta il TX PA (+12VTX, +5VTX o
+4VTX). Durante la trasmissione SSB, il modulo RX AF è disabilitato (+12VAF),
per prevenire disturbi all’amplificatore microfonico (+12VSSB). Tuttavia,
durante la trasmissione CW l’amplificatore AF rimane alimentato come pure altri
stadi del ricevitore, cosi’ che la nota CW può essere verificata in altoparlante o in cuffia. La tensione
+12VCW abilita anche un segnale a 683 Hz all’ingresso
del modulatore. Le tensioni +12VAF, +12VSSB, +12VCW e +12VRX sono commutate da
dei transistor PNP BC327. A causa di una più alta corrente di DRAIN,
l’alimentazione +12VTX richiede un transistor PNP più potente come il BD138. Il
TX PA riceve la sua alimentazione attraverso una resistenza limitatrice
di corrente dalla linea +12VTX. Poiché quest’ultima dissipa una considerevole
quantità di potenza, essa è costituita da alcune resistenze in
parallelo poste sulla scheda di commutazione per non scaldare il
transistor del PA.
Il valore della resistenza di limitazione di
corrente dipende dalla versione del ricetrasmettitore. Il PA a 1296MHz con il
CLY5 richiede otto resistenze da 33ohm 0.5W per un
valore totale di 16.5ohm. Il PA a 2304MHz con il CLY2 richiede quattro
resistenze da 33ohm 0.5W per un valore totale di 33ohm. Infine il PA a 5760MHz
che usa due ATF35376 richiede una sola resistenza da 82 ohm 1W.
Nel modulo di commutazione c’è anche un circuito per
pilotare uno strumentino analogico ad indice da circa 300microA
fondo scala. Lo strumentino ha due funzioni. Durante la ricezione è usato per
testare la tensione d’alimentazione generale. Il diodo Zener
da 8.2Volt serve per usare tutta la scala dello strumentino per indicare una
tensione compresa tra 9V e circa 15V.
Durante la trasmissione, lo strumentino è usato per
testare la tensione d’alimentazione del transistor del PA. A causa della
tensione di bias del transistor, la tensione di PA
sarà solo 0.5-1V senza modulazione e salirà al suo
pieno valore, limitata ovviamente dal diodo Zener,
solo quando verrà applicato il pieno pilotaggio (con modulazione). Il
funzionamento del PA e il livello d’uscita RF possono essere tuttavia stimati
dalla tensione del PA.
Uno S-meter è
probabilmente inutile in un piccolo ricetrasmettitore portatile come quelli
descritti nell’articolo. Se si desidera, la tensione di AGC può essere
amplificata e portata allo strumentino. Inoltre, non dimentichiamo che gli
indicatori a LED non sono visibili alla piena luce del sole in cima a una
montagna, cosi’ la scelta è stata limitata a uno
strumentino a indice.
I componenti del commutatore RX/TX sono installati
su una scheda di vetronite FR4 a singola faccia dalle
dimensioni di 30x80 mm come si vede da Fig.49. La
posizione dei componenti per la versione a 1296MHz è visibile in Fig.50. Solo il diodo di protezione per l’inversione di
polarità 1N5401 e il condensatore elettrolitico da
470microF sono saldati direttamente al connettore di alimentazione del +12V. Il
trimmer da 10Kohm è usato per tarare la sensibilità
dello strumentino.
La versione a 5760MHz del ricetrasmettitore SSB/CW
ha bisogno dell’aggiunta di una schedina, che si chiama PIN driver, per creare
la tensione negativa di bias al diodo PIN BAR80
durante la ricezione. Lo schema è riportato in Fig.51.
La tensione negativa è ottenuta dalla frequenza di 5461Hz,
mentre il transistor PNP BC327 fornisce anche una tensione positiva durante la
trasmissione.
La schedina PIN driver è costruita su una piccola
basetta FR4 dalle dimensioni di 23x20 mm come si vede da Fig.52.
La disposizione componenti si vede in Fig.53.
L’intero modulo PIN driver è poi inserito sulla scheda del demodulatore,
usando come supporto un connettore a 5 poli portando i clock al modulatore.
11 – Costruzione del ricetrasmettitore a IF
zero
Nei ricetrasmettitori zero –IF descritti sono stati
usati molti componenti SMD nelle sezioni RF. Le resistenze SMD generalmente non
causano problemi di risonanza, poiché esse hanno una bassa capacita’
parassita fino a 10GHz. Al contrario ci sono grandi differenze nei condensatori
SMD. Per questo motivo è stato usato un solo valore di capacita’
dappertutto (47pF). I condensatori da 47pF usati nei prototipi appartengono al tipo NPO a taglia
larga (misura 1206), essi hanno una risonanza attorno a 10GHz e introducono una
perdita di circa 0.5dB a 5.76GHz. I condensatori SMD da 4.7microF possono
essere sostituiti da quelli al tantalio a goccia.
Nei circuiti RF sono usate molte induttanze ad un
quarto d’onda. Nel ricetrasmettitore a 5760MHz tutte le induttanze ad un quarto
d’onda sono state fatte su microstrips. Al contrario,
per salvare dello spazio nelle versioni per 1296MHz e 2304MHz, le induttanze ad
un quarto d’onda sono costruite con filo di rame smaltato di 0.25mm
di spessore e di lunghezza ben definita: 12cm per 648MHz, 9cm per il mixer dei
23cm (648/1296MHz), 7cm per 1296MHz e per L3 di Fig.18,
5.5cm per il mixer dei 13cm (1152/2304MHz) e 4cm per 2304MHz. Il filo di rame
va avvolto tutto su una punta da trapano da
Il contenitore dei semiconduttori SMD e la loro piedinatura è visibile in Fig.54.
Si nota che a causa delle loro ridotte dimensioni, i semiconduttori SMD sono
marchiati con simboli diversi dal loro nome. Solo il transistor CLY5, in
contenitore SOT-
Tutti i circuiti a microstrip sono costruiti su un
laminato in vetronite a doppia faccia tipo FR4 di
Poiché le schede a microstrip non sono state
progettate con i fori passanti collegati tra loro, si devono collegare a massa tutti i componenti che lo richiedono. Le linee
microstrip sono collegate a massa tramite un filo placato in argento da
Le resistenze e i semiconduttori sono collegati a
massa tramite dei fori di diametro
Il modulo VCXO e tutti gli altri circuiti a
microstrip sono installati in scatoline schermate come si vede in Fig.55. Sia la scatolina sia il coperchio sono costruiti con
un foglio d’ottone da
I coperchi delle scatoline d’ottone sono tenuti a
posto dalla pressione del coperchio superiore del contenitore del
ricetrasmettitore, senza bisogno cosi’ di saldarli.
Così in qualunque istante si può ispezionare il circuito. I moduli dei VCXO per
i 1296MHz e per i 2304MHz richiedono due coperchi: uno sopra e uno sotto. I
rimanenti moduli RF sono tutti costruiti con circuiti a microstrip e il loro
piano di massa rappresenta il coperchio inferiore e quindi è richiesto solo il
coperchio superiore.
Le larghezze e le forme dei circuiti a microstrip
sono state scelte in modo da non avere una risonanza oltre 2880MHz. Per i tre
moduli che operano a 5760MHz è quindi necessaria la spugna antistatica. Per
evitare disturbi ai circuiti microstrip, è stata inserita della spugna
antistatica sotto il coperchio delle scatoline di ottone.
I moduli dei ricetrasmettitori a IF zero SSB sono
stati installati in un contenitore autocostruito come
si vede in Fig.56. La parte più importante del
contenitore è il telaio. Esso deve essere costruito da un singolo foglio di
alluminio spesso 1mm che serve anche da piano di massa
comune per tutti i moduli. Se non si ha a disposizione una massa comune
probabilmente il ricevitore auto oscillerà e
dall’altoparlante si sentiranno degli scampanellii e dei fischi, specialmente
con il volume alto.
Al telaio è fissato sia il pannello anteriore sia
posteriore come pure il coperchio inferiore e superiore. Tutti i connettori e i
comandi sono disponibili dal pannello frontale. Poi questo pannello verrà avvitato al telaio con i componenti che sono stati
fissati che sono: il pulsante del CW, il connettore d’antenna SMA, lo
strumentino e il potenziometro di sintonia. I coperchi
superiore e inferiore sono costruiti da un foglio d’alluminio spesso
I moduli RF schermati sono installati nella parte
superiore del telaio dove vi è un’altezza di
La sistemazione dei moduli dei ricetrasmettitori per
i 1296MHz o 2304MHz come pure la sistemazione dei comandi e dei connettori sul
pannello anteriore si vede dalla Fig.57 per entrambi
i lati del telaio. I ricetrasmettitori per 5760MHz e 10368MHz hanno differenti
moduli RF rispetto ai precedenti due RTX e la loro sistemazione si vede in Fig.58. La disposizione dei connettori e dei comandi è la
stessa per tutte e tre le versioni.
L’altoparlante deve essere installato fuori del
ricetrasmettitore perché i moduli del ricevitore RF sono abbastanza sensibili
alle vibrazioni. Inoltre lo stesso altoparlante può essere usato come microfono
dinamico per il ricetrasmettitore. Il circuito è stato progettato tale da
permettere un collegamento parallelo dell’uscita dell’altoparlante con
l’ingresso del microfono. Il PTT e il tasto CW sono semplicemente commutati a
massa.
12 – Controllo dei ricetrasmettitori
I ricetrasmettitori descritti per i 1296MHz,
2304MHz, 5760MHz e 10368MHz non richiedono molte tarature. L’unico modulo che
richiede qualche taratura è il VCXO. Quest’ultimo è semplicemente tarato per la
massima uscita sulla frequenza desiderata. Naturalmente, la desiderata
copertura del VCXO deve essere verificata con un frequenzimetro. Dopo aver
tarato il VCXO, le rimanenti parti dei ricetrasmettitori richiedono una
verifica generale per trovare componenti difettosi, errori di saldatura o
schermature insufficienti. Il ricevitore è già pronto per funzionare e
nell’altoparlante si dovrebbe ascoltare del rumore. L’intensità di rumore dovrebbe
scendere quando è tolta l’alimentazione al front-end.
L’intensità di rumore deve completamente sparire quando
il mixer in ricezione è scollegato dall’amplificatore IF. Un rumore simile deve
essere ascoltato se è collegato un solo canale (I o Q) del modulo IF. Collegare
a questo punto al ricevitore un’antenna esterna lontana da esso
e sintonizzarsi su una debole portante non modulata (un beacon o un altro VCXO
ad una distanza di una decina di metri). Sintonizzando il ricevitore su questo
segnale si devono ascoltare entrambi i toni e verificare il cambiamento di tono
nelle direzioni opposte di sintonia. I due trimmer nell’amplificatore IF devono
essere tarati in modo da fare scomparire il tono immagine.
Verificare ora il corretto funzionamento della commutazione
USB/LSB. A questo punto la schermatura del ricevitore dovrebbe essere a posto.
Collegare al ricevitore una piccola antenna portatile e avvicinarla all’interno
del ricetrasmettitore. Se il rumore dell’altoparlante cambia significa che la
schermatura dell’oscillatore locale è insufficiente. Un’altra prova si può fare
con una lampada al neon da 20 o 40W accesa nella
stessa stanza. Si deve ascoltare un debole ronzio quando
l’antenna è diretta attorno alla lampada a 2-3metri di distanza. Se il ronzio è
ascoltato indifferentemente dalla direzione dell’antenna, significa che la
schermatura dell’oscillatore locale è insufficiente.
Il trasmettitore deve essere tarato per la sua
massima potenza d’uscita La piena potenza di uscita si deve raggiungere con il
trimmer del modulatore in posizione intermedia e in modo CW. La tensione del
finale deve salire a quella del diodo Zener da
5.6Volt. La potenza di uscita deve scendere in misura uguale se si collega solo
la modulazione I o Q al mixer di trasmissione.
A questo punto si deve testare la modulazione SSB
con un altro ricevitore o meglio ancora con l’aiuto di un radioamatore a pochi
chilometri di distanza. Questo è il sistema più semplice per capire la corretta
banda laterale (USB o LSB) del trasmettitore perché i canali I e Q possono
essere facilmente scambiati tra loro da un errore di cablaggio.
Bisogna testare il livello residuo della portante
del mixer in trasmissione. A causa della conversione principale questa portante
residua è un tono di 1364 Hz da parte di un
ricevitore SSB commerciale. La soppressione della portante è in un campo di –35dB negli RTX a 1296MHz a solo –20dB in quelli a 5760MHz.
Una scarsa soppressione della portante può essere causata da un segnale troppo
alto dell’oscillatore locale o da una male
installazione dei diodi mixer BAT14-099R. Da notare che la portante residua non
può essere verificata da un altro ricetrasmettitore a IF zero perché essa cade
nel buco di risposta dell’AF.
Le varie correnti di assorbimento possono essere
verificate dalla tabella 1. La corrente di alimentazione dei ricetrasmettitori
è inversamente proporzionale alla potenza di uscita a causa della tensione di bias del PA. La minima corrente di alimentazione
corrisponde ai picchi di modulazione SSB o alla trasmissione CW.
Tutte le tabelle si riferiscono a una tensione di
alimentazione di 12.6Volt.
A questo punto si comprendono i limiti di un
ricetrasmettitore a IF zero. In particolare la dinamica del ricevitore è
limitata dalla diretta rivelazione AM del mixer in ricezione. Quando si
ricevono dei segnali molto forti, il guadagno del front-end deve essere ridotto
per evitare il problema menzionato prima. Questo è già stato fatto nei
ricevitori a 1296MHz, poiché ci sono dei segnali radar molto forti su questa
gamma. La sensibilità alle interferenze dei radar sul ricevitore a IF zero per
i 1296MHz è comparabile con i transverter che convertono questa frequenza sui
144MHz.
D’altra parte i ricetrasmettitori per 2304MHz e
5760MHz hanno un alto guadagno nel front-end. Se la dinamica del ricevitore
vuole essere migliorata, il secondo LNA può semplicemente essere rimpiazzato da
un ponticello in entrambi gli RTX. Naturalmente il
guadagno del front-end si riduce. Nel caso si voglia usare un front-end esterno
occorre eliminare completamente quello interno.
Banda RX (mA) TX (mA)
23 105 650-870
13 175 490-640
6 300 410-440
Banda Range (MHz) Pot. TX (W) N.F.
23 1296.030 1296.270 0.85
- 1.10 4
13 2304.000 2304.300 0.45
- 0.55 3
6 5670.000 5670.400 0.09
- 0.10 3
3 10368.03 10368.20 0.10
- 0.11 3
Elenco delle figure:
Fig. 1 – Progetto di un ricetrasmettitore convenzionale.
Fig. 2 - Progetto di un ricetrasmettitore SSB a conversione diretta.
Fig. 3 - Progetto di un ricetrasmettitore SSB con Zero-IF.
Fig. 4 – Risposta di un filtro passa banda a 5.76GHz.
Fig. 5 – Progetto di un mixer subharmonico.
Fig. 6 - VCXO e moltiplicatori per 648MHz (576MHz) [720MHz].
Fig. 7 – Circuito stampato del VCXO (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 8 - Disposizione componenti del VCXO (versione per 648MHz).
Fig. 9 – Moltiplicatore addizionale per 2880MHz.
Fig. 10 - Circuito stampato del moltiplicatore per 2880MHz (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 11 - Disposizione componenti del moltiplicatore per 2880MHz.
Fig. 12 – Modulatore in quadratura per SSB/CW.
Fig. 13 - Circuito stampato del modulatore (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 14 - Disposizione componenti del modulatore.
Fig. 15 – Mixer in trasmissione per 1296MHz.
Fig. 16 - Circuito stampato del TX mixer per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 17 - Disposizione componenti del TX mixer per 1296MHz.
Fig. 18 - Mixer in trasmissione per 2304MHz.
Fig. 19 - Circuito stampato del TX mixer per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 20 - Disposizione componenti del TX mixer per 2304MHz.
Fig. 21 - Mixer in trasmissione per 5760MHz.
Fig. 22 - Circuito stampato del TX mixer per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 23 - Disposizione componenti del TX mixer per 5760MHz.
Fig. 24 - Front-end RF per 1296MHz.
Fig. 25 - Circuito stampato del Front-end RF per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 26 - Disposizione componenti del Front-end RF per 1296MHz.
Fig. 27 - Front-end RF per 2304MHz.
Fig. 28 - Circuito stampato del Front-end RF per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 29 - Disposizione componenti del Front-end RF per 2304MHz.
Fig. 30 - Front-end RF per 5760MHz.
Fig. 31 - Circuito stampato del Front-end RF per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 32 - Disposizione componenti del Front-end RF per 5760MHz.
Fig. 33 – Mixer in ricezione per 1296MHz.
Fig. 34 - Circuito stampato del mixer RX per 1296MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 35 - Disposizione componenti del mixer RX per 1296MHz.
Fig. 36 - Mixer in ricezione per 2304MHz.
Fig. 37 - Circuito stampato del mixer RX per 2304MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 38 - Disposizione componenti del mixer RX per 2304MHz.
Fig. 39 - Mixer in ricezione per 5760MHz.
Fig. 40 - Circuito stampato del mixer RX per 5760MHz (0.8mm doppia faccia FR4).
Fig. 41 - Disposizione componenti del mixer RX per 5760MHz.
Fig. 42 – Amplificatore a IF zero con AGC.
Fig. 43 - Circuito stampato del IF zero (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 44 - Disposizione componenti del IF zero.
Fig. 45 – Demodulatore SSB e amplificatore di BF.
Fig. 46 - Circuito stampato del demodulatore (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 47 - Disposizione componenti del demodulatore.
Fig. 48 – Commutazione degli RTX per 1296MHz (2304MHz) [5760MHz].
Fig. 49 - Circuito stampato del commutatore RX/TX (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 50 - Disposizione componenti del commutatore RX/TX (1296MHz).
Fig. 51 - PIN driver per 5760MHz.
Fig. 52 - Circuito stampato del PIN driver (0.8mm singola faccia FR4).
Fig. 53 - Disposizione componenti del PIN driver.
Fig. 54 – Piedinatura e contenitori dgli SMD.
Fig. 55 – Scatolini schermati per I moduli.
Fig. 56 – Contenitore per gli RTX.
Fig. 57 – Disposizione dei moduli per 1296MHz (2304MHz).
Fig. 58 - Disposizione dei moduli per 5760MHz.
pagina precedente / previous page