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MMIC 簡介(下)

No.43   1996 Aug.   p90~99,   by 林茂榮 Paul Lin, BV5OC, P.O. Box 23-575 Changhua



    上一次我們曾提到如何把 MMIC 串接成放大器,來增加放大器的增益。而除了增益外,若要把 MMIC 組成的放大器增加輸出功率,因為 01 到 04 系列的 MMIC 非常穩定,所以要把它們並聯起來,應該不會有什麼問題才是。

    一般而言,兩只並聯的 MMIC 放大器的 1dB 壓縮點,可以比單只 MMIC 高出約 3dB 左右。要是把 4 只 MMIC 並聯使用,想當然這放大器的 1dB 壓縮點,應該是會比單只 MMIC 放大器高出 6dB。基本上並聯串接的 MMIC 放大器不會比單只 MMIC 放大器的增益高,實際上,因為並聯式 MMIC 放大器有輸出入合併網路上訊號損失的關係,其增益可能會比單只 MMIC 放大器還低一些。


一部簡單的高頻 (HF) 並聯式 MMIC 放大器

    最簡單的方式,如圖 1 所示,可以使用四只 MMIC 並聯的方式,構成一只放大器,因為並聯的結果,輸出入阻抗都會成為 12.5 歐姆 (相當於四只 50 歐姆的電阻並聯)。為了隔離每一只 MMIC,放大器中的每個 MMIC,都要有各自的輸入耦合電容,輸出腳則可以合併在一起,電源就由透過共用的扼流圈 RFC,及夠大耐功率的偏壓電阻網路來供電,這樣輸出耦合電容就可以共用。

Fig 01
圖 1:可以使用四只 MMIC 並聯的方式,構成一只放大器以電加輸出功率。

Fig 02
圖 2:高頻的應用裡,也可以分別以兩只 MMIC 並聯後,再以推挽的方式組成放大器。

    實際應用中,一般放大器的輸出入阻抗要保持在 50 歐姆,因此輸出入端就要考慮使用匹配網路,若是在高頻範圍內,為了有最大的頻寬,可以採用如圖 2 所示的匹配網路。圖中 T1 就是所謂的平衡非平衡轉換器,它的兩輸出端振幅相等而相位相差 180 度,這樣可以讓放大器好像是推挽方式,像這樣的線路,放大器的工作頻寬主要是由 T1 及 T2 的平衡非平衡轉換器來決定,而不是 MMIC。輸出網路的安排,整個放大器同樣可以讓單只偏壓電阻來供電。


一部簡單的極高頻 (VHF) 並聯式 MMIC 放大器

    在極高頻範圍酌,並聯式 MMIC 放大器的輸出入阻抗匹配網路,就必須使用韋京尚 (Wilkinson) 式電源分配網路。利用集總元件組成的線路如圖 2 所示,下面四個式子,可以算出單節的韋京尚式電源分配網路在 50 歐姆時的零件組合。

L = 70.7 / (2 x π x f0) …… (1) L1 ~ L4
C = 1 / (2 x π x f0 x 70.7) …… (2) C2、C3、C6、C7
c = 2 x C2 …… (3) C1、C8
R= 2 x Z0 …… (4) R1、R2

    因為 MMIC 的 Z0 都是 50 歐姆,所以 R1 及 R2 一般是 100 歐姆,關於韋京尚式電源分配網路的相關細節,請參看後頭所列的參考文獻。

    C4、C5、C9、及 C10 必須要在工作頻率範圍內有數歐姆以下的感抗,而 RFC 的感抗也要細心選擇,在加入偏壓電阻之後,其總阻抗 (電阻加扼流圈) 要超過輸出阻抗的 10 倍以上,也就是要大於 500 歐姆,而 C11 是低頻用的旁路電容。

    就 MMIC 並聯式放大器線路,在頻率低於 250MHz 時,韋京尚式電源分配網路還管用,超過這頻率時,問題便接踵而至,性能往往就不盡人意,究其原因,第一:當頻率高過 250MHz 時,算出來的電容值太小 (小於 10pF),標準的零件恐怕無法提供準確的電容值;第二:銀質雲母電容上所標示電容值,在 1MHz 以下時,可能誤差很小,但是同樣的電容,在 400MHz 時,因為電容接腳的電感及寄生電容等效應,這電容值的真正大小就很難掌握;第三:這是一個沒有那麼明顯的效應,通常說 MMIC 的輸出入阻抗是 50 歐姆,但是這在不同頻 率上未必都是純阻抗,尤其是 MMIC 的工作頻寬相當大,因此 MMIC 內所選用的元件針對在很大頻率範圍內的增益都能保持固定,所以 MMIC 的輸出入阻抗倒是未必在任何頻率上都很好。如果以史密斯圖把 MMIC 的輸出入阻抗畫出,那一定是一個以 50 歐姆為中心所形成的一個小圓圈。

    就因為這 MMIC 的輸出入端有電抗存在,因此會影響韋京尚式電源分配網路的共振頻率。基本上韋京尚式電源分配網路是一種低通式的設計,因此在設計這網路零件時,若把工作頻率稍微增大,也許設計出來的零件根本不需要更進一步修正,參看圖 15 是這放大器的特性。

Fig 15
圖 15:一部簡單的極高頻 (VHF) 並聯式 MMIC 放大器的特性。



專為測試製作的 220MHz 與 432MHz 放大器

Fig 03
圖 3:在極高頻範圍內,並聯式 MMIC 放大器的輸出入阻抗匹配網路,就必須使用韋京尚 (Wilkinson) 式電源分配網路。

  220MHz 432MHz
C1, C8 20-pF SM 1-10pF (variable)
C2, C3, G6, C7 10-pF SM 5-pF SM
C4, C5, C9, C10 470-pF SM 100-pF SM
C11 0.1uF 0.1uF
L1-L4 50nH (see text) 26nH (see Text)
R1, R2 100Ω 100Ω
R3 62Ω, 1W 62Ω, 1W
RFC 0.47uH 0.47uH
U1, U2 MSA-0404 MSA-0404
表 1:如圖 3 所示網路上使用的的零件表列,所有匹配網路內的電容,是採用銀質雲母電容。

    為了分析韋京尚式電源分配網路的基本觀念,特別製作了一只 220MHz 放大器,線路如圖 3 所示,網路的零件值如表 1 所示,所有匹配網路內的電容,是採用銀質雲母電容,拿與計算值相接近的標準電容來使用,至於電感 L1~L4,是使用 24 號漆包線 1/8 英吋內徑繞四圈。

    利用網路測試這 220MHz 放大器的增益及隔離特性,結果如圖 5 所示。反向隔離 (S12) 顯示,這放大器的穩定性非常好,因為 S12 比 S21 大了 11dB,要是 S12 比 S21 還小,那麼放大器的穩定性就有問題了,前面提到過,韋京尚式電源分配網路基本上是低通型態,所以增益與單只 MMIC 放大器是伯仲之間,但是 1dB 壓縮點是 +16dB (約 40 毫瓦),而真正的壓縮點是 +18dB 以上。

    如果可以犧牲一點功率,而要增益更大一些的話,則 MMIC 可以改用 01、02、或 03,而不要使用 04。完成後的放大器參看圖 4。

    引用同樣觀念製作的 432MHz 放大器,利用前面介紹過的韋京尚式電源分配網路元件計算公式,元件值如表 1 所示。電感 L1~L4,是使用 24 號漆包線 1/8 英吋內徑繞一圈半,在整個測試過程當中,可以發現,要是 C1 及 C8 電容值可以與計算值吻合 (現成的標準電容往往無法提供剛好的電容值),那麼在 432MHz 處會有最佳的增益值,而且輸出入端的匹配也最好,也就是 Return Loss 很低,參看圖 16 是這線路的測量結果,因為是以人工所做的匹配網路,未修正之前,其頻率跑到 525MHz 處。

Fig 16
圖 16:尚未修正的匹配網路,共振頻率與 435MHz 偏差甚多。

    製作並調整好的放大器增益響應如圖 6 所示,從 432MHz 開始,掉到 200MHz 處,增益的響應曲線還算很平坦,而在這頻率範圍內的的輸出入端 Return Loss 也都在可以接受的範圍內。如果 C1 及 C8 利用半可變電容來調整,那麼 220MHz 放大器的增益可以提高一些,在 432MHz 放大器也是同樣的情況。

Fig 04 圖 4:圖 3 完成後的放大器。

Fig 05 圖 5:圖 3 放大器製作完成後的增益特性。

  Fig 06 圖 6:製作並調整好的 432MHz 放大器增益響應,從 432MHz 開始,掉到 200MHz 處,增益的響應曲線還算很平坦。



900MHz 以上的放大器

    前面介紹過 MMIC 在 HF 及 VHF 裡頭,裝組成並列的放大器一點問題也沒有,而且還算很方便,不過它的真正好處要在更高頻率才明顯,比如裝組過利用 MMIC 並列組合的放大器之後,即可體會出來 MMIC 的優點。在微波範圍內,因為頻率高波長短,所以利用傳輸線來裝組韋京尚式電源分配網路非常方便。當傳輸線的長度是四分之一波長時,那麼下面的等式成立:

    Z02 = SQRT ( Zin x Zout )

    Z0 是指傳輸線的阻抗,而 Zin 及 Zout 分別是指傳輸線兩頭的阻抗特性。

    在圖 7A 中,由兩只 MMIC 所組成的放大器,因為每只 MMIC 的輸入阻抗是 50 歐姆,所以傳輸線的這一端阻抗要是 50 歐姆,而放大器輸入端,因為要有 50 歐姆的特性,所以兩條傳輸線端都要有 100 歐姆的阻抗,這樣並聯起來才能有 50 歐姆的阻抗特性。

    那麼根據上面公式,這一四分之一波長傳輸線的兩頭阻抗分別是 50 歐姆及 100 歐姆,所以傳輸線的阻抗必須是 SQRT ( 50 x 100 ),就等於 70.7 歐姆,去掉小數點,就是 70 歐姆。

Fig 07
圖 7: (A) 中由兩只 MMIC 所組成的 902MHz 放大器。(B)4 只 MMIC 所組成的 902MHz 放大器。

Frequency
(MHz)
Length
(Inches)
902 2.3
1296 1.6
2050 0.9
2304 0.8
表 2:UT-141 電纜四分之一波長的長度。

    另外參看圖 7B,這是由四只 MMIC 組成的放大器,因為兩只 MMIC 分別直接並聯,所以它的輸入阻抗是 25 歐姆,而同樣是相同組合的放大器要利用韋京尚式電源分配網路來處理輸入,可以看成是圖 7A 放大器,而 MMIC 的輸入阻抗是 25 歐姆 (兩 50 歐姆並聯),所以就變成傳輸線阻抗是 SQRT (25 x 100),也就是 50 歐姆。而像這種匹配網路,輸出入都可以使用,至於四分之一波長的 70 歐姆及 50 歐姆饋送線,可以使用現成的同軸線或是利用線路板上的微條技巧來製作。參看表 2 是各頻率上的四分之一波長長度,通常頻率高於 2GHz 時,饋送線必須要做修正,來補償終端效應與寄生現象;還有量饋送線長度時,是以外層隔離網為準,這些都要特別注意。

    從線路看來,圖 7B 有不少優點,挺迷人的。因為有一種小型低損失的 50 歐姆饋送線可以使用,因此要依照圖 7B 製作四只並列的放大器就很簡單了。以四只 MMIC 組成的放大器,比單只 MMIC 放大器的 1dB 壓縮點至少高了 5 或 6dB,若要製作這個放大器,建議 MMIC 使用 0404,因為這種 MMIC 是經濟包裝中出力最大的一種,我們以 1dB 壓縮點為準,這放大器在 1296MHz 的輸出功率是 +09dBm,而頻率升到 2304MHz 時,輸出功率還有 +17dBm。因此要在 900MHz 得到 +19dBm 的輸出應該不難。在 1296MHz 我們曾測得失真輸出功 率達 +20dBm (相當於 0.1 瓦),而在 2304MHz 時,失真輸出功率達 +18dBm (約為 60 毫瓦)。

    同樣以 1dB 壓縮點為基準,在 1296MHz 的增益是 5dB,2304MHz 時的增益是 4dB,這類放大器在很寬的頻率範圍內都有夠大的增益,像是 1296MHz 放大器的頻寬,就可以高達 300MHz。


製作一部 1296MHz 放大器

    參看圖 8,是以圖 7B 結構為基礎,由四只 MMIC 組成的 1296MHz 放大器,這放大器是使用玻璃纖維線路板裝組,大小為 5x10 公分,線路板厚度為 0.062 英吋的雙面板,其中一面銅箔留著當接地面,另一面要在線路板上製作微條,來當作韋京尚式電源分配網路的 L1 到 L4。製作此放大器必須使用 SMA 接頭,因為這型接頭體積小巧,在 UHF 的特性也非常好,不過裝 SMA 接頭時,不要靠外殼接地,必須把接頭的接地與線路板的接地相連接。

Fig 08
圖 8:以圖 7b 結構為基礎,由四只 MMIC 組成的 1296MHz 放大器。

    50 歐姆傳輸線適用小型 0.36 公分的同軸電纜 (編號是 UT-141),以外層為準,截成每段 4.06 公分,這長度要準確,不過更要緊的是,四條同軸電纜長度的誤差不能太大,要在± 0.05 公分之內,對於 1296MHz 而言, 0.05 公分就相當於 1 度 (一波長為 360 度)。因為相位差異過大,會使合成的功率降低,這樣四只 MMIC 組成的放大器輸出功率就會下降。

    處理 MMIC 要特別注意,MMIC 彎腳時可以利用 1W 電阻或是小型尖嘴鉗來幫忙,如果直接彎腳萬一太接近外殼,接腳很容易斷掉,參看圖 8 所示。銲接 MMIC 的接地與輸出入腳時,以使用 15 瓦的烙鐵為宜。

    另外兩只 MMIC 的中心距離以 0.8 公分為佳,因為這樣才方便銲接兩只晶片電容 (如 C3 及 C4)。UT-l41 與 MMIC 輸出端之間,可以利用一段盡量短的 24 號漆包線來連接。另外做線路安排時,要特別注意輸出端子要留個空間好裝上 C5 電容。


2304MHz 微條放大器

    在 2304MHz,還是可以利用 MMIC 裝組成輸出 50 毫瓦的放大器,功率雖小,不過對於一些應用已經足夠,例如做短程通訊用的發射機,如果傳導路徑情況不錯,使用高增益的天線還可以做遠距離通訊,或者是自製像是低軌業餘通訊衛星的 2GHz 接收機。

    不過有些設計要點還是要知道,通常逐級串接的放大器,當輸出開始壓縮時,就不能再串接下去了,如果硬要串接下去,往後就會慘不忍睹,不但無法得到應有的輸出功率,相互調制失真 (IMD) 也會明顯的惡化。

    針對這類安排的放大器特別要注意,如果以一只 MMIC 來推動兩只 MMIC,每只 MMIC 的增益最小也要 3dB 以上,最好是達 6dB。如果在一推二的 MMIC 放大器中,每只 MMIC 增益是 3dB 的話,那麼推動級與輸出級會同時達到 1dB 壓縮點,因此這樣在一般的 1dB 壓縮點時,一推二放大器就是 2dB 壓縮點,同樣的原理,一推動四的放大器線路,每只 MMIC 的增益一定要 6dB 以上,最好是 9dB。

    從上面所該的增益安排問題,加上 MMIC 本身的限制,0404 在 2304MHz 只有 5~6dB 的增益。若是利用 0404 來做一推四的放大器,則這放大器的 1dB 壓縮點會是 +15~+16dBm 之間。那麼如何把 1dB 壓縮點提高到 +17dBm 呢?有一個辦法,就是利用一只 MMIC 來推動一對 MMIC,被推動的 MMIC 再分別去推動一對 MMIC,然後再把輸出結合成 50 歐姆輸出,如圖 9 所示線路安排。關於韋京尚式電源分配網路可以利用 70 歐姆微條方式設計,請參考前頭說明。

Fig 09
圖 9:利用一只 MMIC 來推動一對 MMIC,被推動的 MMIC 再分別去推動一對 MMIC,然後再把輸出結合成 50 歐姆輸出。

Fig 10
圖 10:圖 9 完成後的線路。

    關於微條的設計,就必須掌握到線路板的特性,例如使用厚度 0.031 英吋,採用 3M 或是 Duroid 5580 材質製作的雙面板,其電介常數是 2.17,這樣銅箔線寬 0.120 英吋的話,就是 50 歐姆,70 歐姆的銅箔寬度為 0.06 英吋,依據這樣設計線路板及零件擺放請參看圖 10。

    完成後,測量結果不出所料,增益達 17dB,而 1dB 壓縮點的輸出功率也如願達 +17dBm (約 50 毫瓦),飽和點的輸出功率是 60 毫瓦左右。為了想知道這放大器的頻寬,卻意外地發現,在 2GHz 處,增益達 1dB,而在 1296MHz 時,增益達到 21dB,這樣在 1296MHz 時,雖然韋京尚式電源分配網路都是以 2304MHz 設計,但飽和輸出功率卻達到 100 毫瓦,測量結果,這放大器的 3dB 頻寬超過 2GHz,如圖 11 所示。注意頻率在 500MHz 到 3GHz 之間的輸入駐波比是小於 1.6:1,而輸出駐波比在 2304MHz 時為 1.9:1,並且隨著頻率上升而一路往上走。

    因為這放大器的頻寬極大,所以應用非常方便,在好幾個業餘波段內都可以使用;值得注意的是,這放大器都不需要調諧,而且主要零件 MMIC 也不超過千元台幣。每只 MMIC 耗電量約 50~60 毫安陪,這樣整部發射機的耗電量約 350 毫安培,因為這是屬於 A 類放大器,所以有無輸入訊號或負載,耗電量不受影響。

Fig 11
圖 11:製作圖 9 線路放大器的線路板以及零件擺放。

Fig 12
圖 12:為了測量時能得到準確的增益值,測試儀器與訊號源之間的阻抗要有很好的匹配,此放大器可以在 500MHz 到 2300MHz 之間工作。



製作

    製作的一些技巧,與前頭的微條及製作 1296MHz 放大器類似,如果裝外殼的話,要開孔讓 SMA 接頭露出來,SMA 接頭的中間線與輸出入端相接點,要遠離接地線路 0.35 公分以上。而供電給放大器的電源線,一定要記得透過貫穿電容進入到殼內。


MMIC 放大器的性能評估

    現在我們知道了,要使用 MMIC 來串接或是並接成放大器並不難,而這種方式製作的放大器也有很大的應用範圍,但是在決定採用串接或是並接,要使用幾只 MMIC 之前,最好事先規劃,也就是要先做好家課,有哪些呢?也就是先評估這放大器的性能,要注意的特性包括有增益、駐波比、雜音指數、1dB 壓縮點、及攔截點等。

    要是運用在發射機線路,那麼除了雜音指數之外,其他都是很重要的特性。因為 MMIC 一般的雜音指數是在 5~6dB 範圍內,這相對於振盪推動器線路內的載波抑制及相位雜訊而言,實在微不足道。至於運用在接收機方面,若是計較動態範圍的話,則上述所有特性都要考慮。下面我們只是針對這些特性做扼要說明,並舉幾個淺顯的例子,實際的運用情況,就要由設計的人自行斟酌。


增益

    所謂增益,簡單的定義就是指訊號功率在待測物輸入端與輸出端之間的差異。參看圖 13,為了測量時能得到準確的增益值,測試儀器與訊號源之間的阻抗要有很好的匹配,也就是駐波比要很低 (一般要小於 1.15:1);一般常用的訊號源阻抗是 50 歐姆或是 75 歐姆,萬一阻抗不一致,可以在訊號源與測試儀器之間加一個匹配網路。

Fig 13
圖 13:為了測量時能有準確的增益值,測試儀器與訊號源之間的阻抗要有很好的匹配。

    因為測量功率增益時,我們是採取「可以取得的功率大小」的方法來測試,所以一般說來,待測體的輸出入阻抗不匹配的情形,已經都在測量時一併算進去了。基本上不匹配造成的損失 (ML) 可以利用下列公式計算。

    ML = -log [ 1 - (SWR-1/SWR+1) E2 ]

    如果輸出入完全匹配,也就是駐波比 SWR=1.0:1,則上式結果為零,也就是損失為 0dB,因此如果因為輸出入端不匹配,改善的 dB 數,就相當於增加放大器的增益。

    在串接的 MMIC 放大器,我們當然希望它的增益總值為各個 MMIC 的總和,要達到如此境界,得要每級界面,包括輸出入口,都要有 1.0:1 的駐波比,然而要達到如此境界很不簡單,因此有下面的公式,可以更方便計算出因為不匹配所造成的損失。

    不匹配損失 = 20 [ 1 ±(AxB) ]

    A = (SWR1-1) / (SWR1+1)

    B = (SWR2-1) / (SWR2+1)

    這樣就可以根據單級 MMIC 的增益,配合上頭因為不匹配損失的公式,算出放大器的整體增益,公式算出的是正值的話,表示增益增加,負值的話,表示增益減小。在 MMIC 放大器當中,兩串接的 MMIC 彼此距離,影響不匹配損失很大,當兩 MMIC 相距四分之一波長時,不匹配的損失最小。

    例如,駐波比是 1.5:1,可能增加 0.34dB 的損失,也可能增加 0.35dB 的增益,假設一放大器是由兩只 MMIC 串接組成,第一只 MMIC 的輸出端駐波比是 2.0:1,而第二只 MMIC 的輸入端駐波比是 1.5:1,在這裡我們假設第一只 MMIC 的輸入端及第二只 MMIC 的輸出端駐波比都是 1.0:1,那麼這因為不匹配造成的增益變化可能是增加 0.56dB 或是減少 0.6dB,如果第一只 MMIC 的增意是 6dB,而第二只 MMIC 增益是 7dB,則這放大器的增益可能是;

    最大:6dB + 7dB + O.56dB = 13.56dB

    最小:6dB + 7dB - 0.6dB = 12.4dB

    這樣一來,實際的增益就介於 12.4dB 到 13.56dB 之間,這要看兩只 MMIC 的擺放距離而定。因為我們討論到 MMIC 放大器,而 MMIC 都是串接的,所以要特別注意上面串接放大器的增益計算公式。


雜音指數

    對於串接的放大器,有個公式可以計算出雜音指數。

    NF = NF1+ (NF2-1)/G1 + (NF3-1)/G1xG2 + (NF4-1)/G1xG2xG3+ ……

    一般而言,因為雜音指數及增益是以對數 (dB) 為單位,但是計算雜音指數時,為了計算方便,必須先把 dB 計算回成為倍數,例如 3dB 是等於 2 等等,而使用上面公式得到一個倍數比例之後,再換算回 dB 對數值。

Fig 14
圖 14:要計算這 2304MHz 轉頻器的雜音指數,線路使用兩只 MSA-0835 MMIC 當作射頻放大器,後面接有帶通濾波器、雙平衡混頻器、及中頻放大器。

    例如參看圖 14,要計算這 2304MHz 接收機轉頻器的雜音指數,這線路使用兩只 MSA-0835 MMIC 當作射頻放大器,後面接有帶通濾波器、雙平衡混頻器、及中頻放大器。為了簡化計算,帶通濾波器及混頻器的損失一併加到中頻放大器上,這樣整個轉頻器就可以簡化成三級:兩只 MMIC 構成的射頻放大器,它們的增益及雜音指數分別是 13dB 及 4dB、及帶通濾波器 / 混頻器 / 中頻放大器合併在一起的組合,這增益為 10dB,雜音指數則是 10.5dB。根據上面公式:

NF = 2.5 + (2.5-1)/20 + (11.2 -1)/20x20
= 2.5 + 0.075 + 0.255
= 2.60
= 4.15dB

    這 2.5 (精確值是 2.512) 是從 4dB (它是第一級的雜音指數) 換算來的,而 20 (精確值應該是 19.95) 則是相當於 13dB (第一級增益),根據公式所得到的 2.6,換算成 dB 值為 4.15dB。當然這要假設在線路上各級間及輸出入都有很好的匹配,因為匹配不好,就表示損失加大,也就是相當於不匹配之後那一級的雜音指數會增大。


壓縮點

    要計算 1dB 增益壓縮點,比測量雜音指數或是增益來得迂迴曲折些,通常 1dB 增益壓縮點發生在放大器開始出現非線性增益之後的幾 dB 處,不過放大器的 1dB 增益壓縮點與使用的主動元件有關。但是話說回來,除非能夠很精確地知道該放大器的增益曲線,否則也很難精確地抓到 1dB 增益壓縮點,實際上,在不是單級結構的放大器裡頭,有可能是多級同時出現 1dB 增益壓縮點。

    不過,一個放大器應該讓最後級單獨先出現 1dB 增益壓縮點,那麼如何做到呢?或者說是避免多級同時出現 1dB 增益壓縮點呢?首先就要注意推動級的輸出功率 (輸入給後級),要比輸出級在 1dB 增益壓縮點上的功率低 3dB 以上,最好是能達 6dB。


交互調變失真

    關於在同一個波段內運用相同類別通訊,例如業餘無線電通訊,是否能順利地分享整個波段,最主要的關鍵是,發射機逐級的諧波大小。尤其交互調變失真,必須要控制在比主訊號低一定的水準以上,否則會造成在必要頻寬的上下幾 KHz 的侵擾 (Splatter);基本上,MMIC 放大器是屬於 A 類,因此應該有很好的交互調變失真特性。

    一般而言,當 MMIC 放大器的輸出功率達到 1dB 壓縮點時,它的二階及三階交互調變失真分別是輸出功率以下 27dB 到 32dB 之間,每當把輸出功率降 1dB,則三階交互調變失真會下降 3dB,而三階交互調變失真會下降 2dB,所以當放大器的輸出功率越接近 1dB 壓縮點,交互調變失真的惡化程度就越厲害。

    不同 MMIC 在不同頻率測得的交互調變失真如表 3 所示,這些數據都是在放大器的輸出功率達到 1dB 壓縮點或超過一些時所測得的,可以看得出來,工作頻率越高,交互調變失真也越厲害。

    另一方面,多只串接的 MMIC 放大器也比單只 MMIC 放大器有更壞的交互調變失真,例如在一組測試裡,兩只 MSA-0404 串接的放大器就比單只的放大器在交互調變失真有 2dB 的差別。

  1.3 GHz 2.3 GHz 3.4 GHz
Device
(MSA-)
PEP
Output
(dbm)
3rd Order
IMD Level
(db)
PEP
Output
(dbm)
3rd Order
IMD Level
(db)
PEP
Output
(dbm)
3rd Order
IMD Level
(db)
0485 + 12 - 32 + 12 - 28 + 12 - 28
0835 + 15 - 28 + 15 - 27 + 12 - 29
0404/0404 + 12 - 31 + 12 - 28 Not Tested
7 x 0404 + 17 - 32 + 17 - 27 Not Tested
  + 18 - 29 Not Tested Not Tested
表 3:不同 MMIC 在不同頻率測得的交互調變失真。



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    為了有與趣做 MMIC 線路實驗或是實際應用的朋友提供方便,本人特別提供需要少量的使用者,提供的是 MODAMP 所製造的 MMIC。其特點是 50 歐姆或是 75 歐姆系統均可使用,3dB 頻寬可以達到 1.3GHz,1dB 壓縮點高達 17.5dBm,典型的增益在 500MHz 時是 12dB,此時的 NF 是 3.6dB,可以說是非常實用的一枚 MMIC,每枝 100 元,5 枚 400 元,每枚均有獨立的抗靜電包裝。

    主要參考資料
1. Wilkinson Hybrids, by E. Frank
2. Microstrip Impedance Program,by D. Mitchell
3. Simple Formulas for Microstrip Impedance, by J. Fisk
4. Microstrip Transmission Line, by J. Fisk
5. Monolithic Microwave Integrated Circuit, by Al Ward. END



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