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移相法單邊帶發射機

No.43   1996 Aug.   p83~89,   by 張承宗 / BA3AE, 安徽省233041蚌埠市宏業路安徽財貿學院醫院,張雋 轉



    載頻抑制單邊帶發射制,早在廿年代末,我國即已開始應用於國際無線電路。1931 年建成上海真茹國際電台,就是單邊帶電台。單邊帶技術進入業餘無線電通信領域,那是二戰後逐步發展過來的。對於單邊帶制的技術、經濟價值,已見諸多種無線電報刊,本文不再贅述。本文僅就單邊帶制式之一的移相法單邊邊帶發射機的基本原理,製作、調試予以介紹,供業餘同好參考。

    單邊帶發射機的核心是「單邊帶信號產生器」。眾所週知,邊帶信號是調幅的產物。基頻 F 被音頻調幅後,即成為調幅波 F ± f,其中包括基頻 F 和兩個 (上、下) 邊帶 +f、-f。(註:早期電話系統劃定音頻帶寬為 300~2700Hz,隨著傳輸保真度要求的提高,無線電路已擴展至 300~3400Hz。對於業餘無線電通信機,著眼於提高整機效率,常把音頻帶寬壓縮到 300~2000Hz,甚至壓縮到 300~1500Hz)。從已調幅信號數學表達式中,可以顯出已調波的邊帶分量的相位是隨著載頻的相位移動而變化的。例如一個雙邊帶信號:

Fig f1

    如果調幅前把載頻和音頻的相位都前移 90 °,由三角函數定律得到的雙邊帶信號將是

Fig f2

    將 (1) 與 (2) 比較,可顯出當中的符號是相反的,因此如果將 eDSB 與 e'DSB 兩個邊帶信號電壓相加或相減,就可以獲得下邊帶或上邊帶信號。這個方法的工作框圖如圖一。圖中 OSC 是射頻振盪器,它的輸出電壓分兩路,一路送到平衡調幅器 BM1;另一路經過 90 °移相網路 N 送到平衡調幅器 BM2。B 是音頻放大器,其輸出電壓一路直接送到 BM1,另一路經過 90 °移相網路 P 送到 BM2。這樣,在 BM1 的輸出端就可以得到一個載頻被抑制的雙 邊帶電壓 eDSB。同樣在 BM2 也輸出一個載頻被抑制的雙邊帶信號電壓 e'DSB。如果把這兩個電壓經過加減放大器± A,相加或相減便可得到一個所需要的下邊帶或上邊帶信號。

Fig 01

Fig 02

    圖二框圖和圖一的區別是 BM1、 BM2 在完成平衡調幅的同時,也完成了移相信號的加或減,不單獨設置加減放大器。它的具體工作程序是:放大後的音頻信號經過移相網路 P 分成兩部份,這兩部份電壓振幅相當而相位相差 90 °。射頻振盪信號輸出也分成振幅相當而相位相差 90 °的兩部份。

    這移相 90 °的音頻和射頻分別進入兩個平衡調幅器的簾柵極及控制柵極,兩組平衡調幅器電子共用同一槽路,在兩組調幅器相互平衡時,槽路無載頻電流,載頻被抑制。只有在音頻輸入的上下邊帶中的一個邊帶被抵消,另一邊帶疊加,才有信號輸出,輸出信號就是這個疊加的單邊帶信號,如果平衡調幅器輸出的功率足夠高時,可直接送到天線發射。

    移相法取得單邊帶信號,理論上是很簡單的,但是實際上要把整個音頻頻帶全部正確地移相 90 °,那是很困難的。目前音頻移相比較理想的方法是採用「杜姆」網路,見圖三,該網路由兩組電容器和電阻器構成,元件數值已標於圖中。

Fig 03

    移相法的突出優點是不需要複雜的電路結構,邊帶分離是在較高頻率上進行,這就大大減少了放大、變頻的級數。主振頻率可以直接作發射頻率,不需要變頻器。但移相法與濾波法相比,邊帶抑制性能較差,受元件穩定性影響,指標穩定性也不夠理想。若要達到業餘通信機基本指標要求,必須選取準確和穩定的移相網路元件,並且放大器必須工作在最小失真狀態,充份避免高次諧波產生。

    移相法和濾波法孰優孰劣,爭論已久。如果調整得當,兩種方法都可得到很好的效果。移相法 SSB 機精心調校也能達到 30dB 的邊帶抑制及載頻抑制,能夠滿足業餘單路通信機要求。

    移相法單邊帶發射機的製作實例 (框圖二) 電路設計如圖四。本機輸出可直接送到天線作 QRP 使用或作為功率放大器的激勵器。當 V1 ~ V4 使用 6SK7 屏壓 100V,輸出功率達 3W,使用 6V6 屏壓 380V~400V,簾柵壓 100V 輸出功率為 40W PEP。 圖四:移相法單邊帶發射機的製作實例 電路設計。


電路工作原理

    IC1 將音頻放大到所需電平 (8Ω 1.6V 300mW),經匹配變壓器 T1 將阻抗變換為 10KΩ C.T. (中心抽頭),同音頻移相網路 R1~R6,C1~C6 提供足夠的音頻電壓。經移相 90 °的音頻電壓分別送至 IC2、IC3 進行兩路功率放大。T2 的推挽次級對第一平衡調幅器 BM1 (V1、V2) 的簾柵極進行調幅,同時 T3 對第二平衡調幅器 BM2 (V3、 V4) 的兩個簾柵極調幅。在 IC2、IC3 對 BM1、BM2 調幅的同時,由 SW2 改變 T2 輸出相位,使其輸出在兩組並聯推挽的平衡調幅器中進行抵消或疊加,選出需要的邊帶信號。

    V1~V4 作成的兩組平衡調幅器,每組兩個控制柵極並聯,受到相同的射頻激勵。唯 BM1 與 BM2 所受激勵的相位相差 90 °。每組的兩個簾柵極也推挽相聯,受到相同的音頻調幅,兩組所受調幅激勵的相位也相差 90 °。 BM1、BM2 每組的兩個屏極也推挽相聯,BM1、BM2 兩組推挽屏路又相並聯,使用共同的輸出槽路。

    射頻振盪器從 T5 輸出之射頻電壓供給兩組並聯的射頻移相電路 (RP1LP、RP2CP)。兩組平衡調幅器的柵極分別從這兩組移相電路上取得射頻激勵。第一移相電路由 300Ω電阻 RP1 與 300Ω電感 LP 串聯。第二移相電路是 300Ω電阻 RP2 與 300Ω電容 CP 串聯。兩組移相電路並聯總阻抗等於 300Ω。每組平衡調幅器輸入端,均經過 1000P 耦合電容取得射頻激勵。偏壓由柵極電阻取得,也可以設置固定偏壓 (當用 6SK7 時用 -1.5V,用 6V6 時 -4.5V)。本機輸出槽路可以工作於 7、14、21MHz,由 SW4 切換,第一檔為 7MHz,第二檔為 14 及 21MHz。

    射頻振盪器主振級由 Q1、L0、C0、C'、C" 構成電容三點式 VFO。由於採用了場效應管振盪器,具有零溫度系數,因此頻率十分穩定。L0 電感量等於 1.6uH,在 C0MAX 至 C0MIN 間,振盪頻率覆蓋範圍 6.96MHz~7.18MHz。 Q2 Q3 組成反饋隔離放大器,消除負載變動對振盪頻率的影響。Q3 射極輸出負載 P3 電位器,用以控制 6SK7 或 6V6 所需的不同射頻激勵功率。Q4 選用 600MHz 場效管 VNF-310, 與 T4、T5 構成 1.5 ~ 30MHz 寬帶放大器,其最大輸出功率可達 20W,本機用於低功率狀態輸出 3W。

    整個射頻振盪器 (Q1、Q2、Q3、Q4) 合裝於一個 100 X 60 X 50mm 金屬外殼內,Q4 源極接地,裝設在外殼一例,中間塗上導熱矽脂以利散熱。 C0、P3 旋柄伸出殼外便於調節。輸出槽路 LTCT 諧振於 6~25MHz,覆蓋了三個業餘頻段。7MHz 工作於振盪器基頻 (SW4 位於 1 檔),14MHz 及 21MHz 為分別調諧於二次及三次倍頻上 (SW4 位於 2 檔),變換頻率異常便利。但工作於倍頻狀態時,輸出功率相應下降 (6SK7 時 21MHz 輸出僅 0.6W)。

    本機 SSB 及 CW 兩用。SSB 話務時 SW1 扳於 SSB 側,發話時按下手鍵 K,MIC 電源接通同時接通繼電器 Ry 電源 Ry 吸合,其觸點 2、3 將天線電子接收轉向發射,觸點 5、6 將接收天線端子接地短路,此時 P1 可調整話音電平。

    本機 CW 採用單邊帶報 SSB、CW。 SW1-1 將 T1 初級接到 CW 振盪器輸出端,SW1-2,接通 Q6 射極回路,當發報鍵 KEY 發碼時,一方面使 Ry 切換天線由 R 轉為 T,同時接通由 Q5 Q6 HTD (0.02uF) 組成的 1KHz CW 調幅振盪器,經過 T1 發出調幅信號,並利用 HTD 反饋振盪,兼作 CW 側音監聽器。改變 Q5 偏壓、HTD 容量及 Q6 集電極電阻上的數值,均可改變振盪頻率及輸出電平。


裝置

    整機裝設於一個 300 X 200 x 180mm 面板式金屬機座上,各部位佈置如圖五。槽路線圈 LT、電容 CT、輸出耦合線圈 L2,裝在底板左側,L2 做成可調節式,V1~V4 作者試驗用 6SK7 及 6V6,讀者也可以更換其他型號四、五極電子管,故管座可根據所選管型考慮。圖五是按 6SK7 及 6V6 設置的,裝在底板中間部份。射頻振盪器裝在右側緊貼面板,將 C0P3 旋柄伸出盒外並伸出面板便於調節。音頻放大 IC1、IC2、 IC3 和音頻移相器均裝在右側底板上面。面板佈置見圖六。上方是天線接線柱 AT、AR、電流表換檔開關 MK,電流表,耦合圈 L2 調節,中間是 CT 度盤,右上角是 CW 側音孔,下邊是 C0 度盤及 P3。底板從左至右依次為 SW4、CT 旋鈕、SW3、 SW2、SW1、P3、P1、MIC 孔、KEY 孔。背面是電源插孔及地線接線柱。

Fig 05

Fig 07

    本機電源部份為獨立電源供給箱。電源供給原理圖見圖七。為避免高頻從電源饋線耦合,電源至發射機饋線的高壓線應採用屏蔽線,並且一端接地。

    本機用作 QRP 時使用 6SK7,屏壓簾柵壓均用 100V,輸入功率為 4.8W,最大不失真輸出超過 3W。簾柵極最大輸入功率為 400mW。兩組平衡調幅器由 IC2、IC3 兩塊 LM386 供給簾柵極調幅功率,其工作電壓 6V 時,最大輸出功率可達 600mW,T2、 T3 次級謊電壓高達 76V,將會造成過量調幅,所以 IC2、IC3 1-8 腳間 10uF 電容加接與否,應視具體調幅深度而定。筆者在使用 4 x 6V6 時,此電容加接後,比不接好;4 x 6SK7 則不然。總之以不失真為原則。根據 6SK7 EP-IP 特性曲線,其工作曲線的線性範圍的最大激勵電壓不宜超過 16V (GI-GH),這就要求 Q4 最大輸出功率不得 >0.9W (由 P3 調節)。且 IC2、 IC3 兩個音頻放大器電源不能與 IC1 共用同一個電源,防止影響 IC2、IC3 中應有的相位關係。因此本電路採取了多級濾波穩壓措施予以隔離。

    射頻移相網路在 7、14、21MHz 二個波段的基頻是同一個 6.96~7.18MHz。7MHz 段的中心頻率是 7.05MHz;14MHz 的中心頻率 14.175MHz 基頻中心應為 7.0875MHz;21MHz 則為 7.075MHz。三段的中心基頻差為 7.0875-7.05MHz = 0.0375MHz,不足 38KHz。故 LP 可按 (7.05+7075+7.0875) / 3 = 21.2125 / 3 = 7.0708MHz 設計得 6.7526uH (取 6.8uH),同理 LP=75P。實驗效果與分三段設置 LP、CP 是相同的,故讀者可將 SW3 去掉不用,僅將 LP 改為調感式, CP 改為可變電容,一次校準後不需再動,QSY 時並無影響。射頻移相電路直接焊在平衡調幅器的射頻輸入端,接線儘量短粗。


校準

Fig 08

射頻振邊器頻率校準:
接上電源將高壓電源斷開,按下 K,發射機處於發射狀態,P1 降至零點,接收機 (通信專用的) 靠近 Q1,C0 位於最大電容處,從接收機度盤找到 Q1 振盪頻率 (可能出現幾個點),拉開接收機距離,選到其中信號最強一點,此點頻率應在 6.8MHz 附近。C0 位於最小電容處,依上法尋得此點應在 7.2MHz 附近,否則應微調 L0 間隔,求得此兩點頻率。粗調後再逐點核對各點頻率作出標記。準確校對各點頻率時應將接收機置於收報 位置,拍頻位於中心位置,校對頻率的中心點應當在零拍點。校準後即可定度三條,最外是 7MHz 段,逐次是 14MHz 及 21MHz,只要準確定好 7MHz 刻度,其他兩條只需在對應點上標以 2 倍及 3 倍的數值即可。定度示意見圖八。

調整 Q4 工作點:
P3 位於地點,調節 P4 使 Q4 柵極電壓等於 2V,同時源極電流為 300mA,此時靜態輸入功率 7.2W,A 類放大輸出功率約 3W。

平衡調幅器輸出槽路校準:
接上高壓電源,不接天線及假負載。發射機 SW1 置 CW 位,借助圖九的檢測器,將圖九耦合環與 LT 疏耦合。C0 置於 7.050MHz,按下 KEY 迅速調節 CT,送至檢測器電流表指示最大一點記下 (SW4 置於「 1 」),KEY 鬆開。

第二步將 C0 置於 14.175MHz,SW4 置於「 2 」,KEY 按下,調 CT,同上選至指示最大記下,速將 KEY 鬆開。

第三步將 C0 置於 21.225MHz,依上法選出最大點。CTLT 粗調完畢。以上調諧是在 LTCT 無負載條件進行的,當接上負載後,LT 電感量會有所下降,度盤須進行細調。SW1 置 SSB 位,MIC 孔輸入 400Hz 正弦波信號 1mV,調 P1 在 T1 初級測得端電壓 <1.6V。接上假負載 (50Ω 50W),重複粗調過程,但定度點應比粗調精細,這是最後的定度。根據本人實際使用,6SK7 及 6V6 刻度基本一致,不需另行定度。三波段 CT 定度位置見圖十。

調幅器平衡調節:
音頻輸入降至零,調節 P5、P6 使檢測器指示零,如找不到零點,表明電子管μ值或 Gm 值不等,調換電子管位置作適當搭配,尋求輸出平衡,否則應另換電子管試試。這裡要說明的是當 6SK7 改成 6V6,或 6V6 改成 6SK7 時,平衡度應重行調測。最後在負載 50Ω端測得高頻電壓應 <2mV (測 6SK7 載漏時,載頻輸入等於 16V,測 6V6 載漏時載頻輸入等於 30V)。無論輸出功率大小,載漏也不能 >2mV/50Ω。

邊帶抑制檢測:
對於業餘製作,檢測邊帶抑制指標比較困難,只能借助成品 SSB 收信機件定性判斷。方法是:將發射機 SW2 置於 USB;SW1 置於 SSB。握手鍵 K 對 MIC 發話。接收機在 SSB 的 LSB 接收發射信號,僅能聽到輕微的發話節奏而不能明確辨別具體語言內容。同樣在發 LSB 接收 USB 時與上述情形相同。這時發射機的邊帶抑制分離已基本能滿足最低要求。如果達不到此要求,應核對 R1~R6,C1~C6 之數值是否符合要求、音頻電源是否串入射 頻信號,IC2、IC3 輸出是否平衡,P2 是否調節不當。

最後的總調:
以上各部位校準手續完畢後,射頻激勵電平應作最後校準。方法是:仍借助圖九檢測器 (讀者若有高頻功率計也可) 調 P3 降低射通激勵,同時觀測整機輸出 (用 CW 檔按下 KEY),低到激勵降低,輸出同時降低,而激勵增高,輸出並不升高的程度,此時是最佳狀態,即可進入實際工作。



元件選擇與製作

    電阻電容元件無特殊要求,電容器標有 M 者為雲母電容,有「 + 」標記者是電解電容器,其餘可選耐壓足夠的聚脂、瓷片電容均可。平衡調幅器中使用的電容器耐壓除標明外,均用 500V~450V 耐壓者。電阻除註明者均用 1W,集成電路、晶體管、場效應管之外圍電阻均用 1/4W 金屬膜電阻。電容 CT=12/360 雙連,收音式可代用。

    音頻移相網路即圖四中 R1~R6,C1~C6,具體數值計算見表一。移相電路的阻容元件數值應相當準確,最簡單的方法是依表一所列數值,算出 R、C 的實用值,用小型炭質電阻及雲母,用串並聯方法取得。第一步先依表中「公稱數值欄」選測出等於或最接近「要求數值欄」的電容器。然後其值代入對應於 R1~R6 要求值欄下公式中,求出 R 的實用值。

元件代號公稱數值 要求數值 實測數值
C1 0.001 (uF) 0.00105 (Cm1)
C2 0.002(uF) 0.00210 (Cm2)
C3 0.006(uF) 0.00630 (Cm3)
C4 0.005(uF) 0.00475 (Cm4)
C5 0.01(uF) 0.00950 (Cm5)
C6 0.03(uF) 0.0285 (Cm6)
R1 100K 100/(Cm1)  
R2 50K 105/(Cm2)  
R3 15K 100/(Cm3)  
R4 100K 453/(Cm4)  
R5 50K 476/(Cm5)  
R6 15K 453/(Cm6)  
表一:音頻移相網路設計

    舉例:選測出的 C1~C6 分別等於 Cm1~Cm6,即 0.0011、0.00205、0.00637、0.0049、0.00945、0.029。將所得數值分別代入 (100/Cm1) ~ (453/Cm6),求出相對應的 R1~R6 為:

R1 = 100 / 0.0011 = 90.90909KΩ (取 90.9,誤差 <1%)
R2 = 105 / 0.00205 = 51.2195KΩ (取 51KΩ,誤差 <1%)
R3 = 100 / 0.00637 = 15.6986KΩ (取 15.7KΩ,誤差 <1%)
R4 = 453 / 0.0049 = 92.449KΩ (取 92.5KΩ,誤差 <1%)
R5 = 476 / 0.00945 = 50.37KΩ (取 50KΩ,誤差 <1%)
R6 = 453 / 0.029 = 15.6207KΩ (取 15.5KΩ,誤差 <1%)

    全部電阻均選 1/4W 炭阻。在實測中往往難於湊準所要求數值,個別阻值若誤差少許百分數無大影響,僅頻率有所移動。

    T1、T2、T3 全部採用 EI 12 鐵氧體磁石。初級阻抗 8Ω,次級阻抗 10KΩ中心抽頭。初級功率 600mW,低率功率點頻率 300Hz,為了保障 T1、T2、T3 特性一致,要求磁心電感係數 AL 值相同。通常 2T 給出的 AL 值系指該磁芯最小 AL 值,為了變壓器參數一致,可先應選測 AL 相同者使用。在常用的線圈中,AL 與電感匝數有下列關係:

    AL=L/N2,式中 L 為電感量 (毫微亨 nH);N 為匝數 (T)

    AL 單位是 nH/T2 (註:此關係不適於開關電路)。選測方法:先繞一線圈 (己知準確匝數) 裝入磁芯,測出其電感量,代入上式求出 AL 值。

    本機使用磁芯 AL=2.34nH/t2,變壓器初級電感 LP = ZP/WfL = 8 / 6.28 x 300 = 4.25mH。

    初次級匝數比 η= SQRT (Zp/Zs) = SQRT (8/10x103) = 0.0283,N2/N1 = 35:1。

    初級匝數 Np = SQRT (4.25x103 / 2.34) = 43T

    次級匝數 Ns = Np /η= 43x35 = 1050T.C.T.(雙線並繞首尾相接)。

    初級線徑 dP =0.7 SQRT ( SQRT (W/Zp)) = 0.7 SQRT ( SQRT (0.6/8) ) = 0.37 mm

    次級線徑 ds = 0.7 SQRT ( SQRT (W/Zs)) = 0.7 SQRT ( SQRT ( 0.6/10KΩ)) = 0.062,取 0.12mm。

    由於 IC123 靜態電流僅 4mA,可不考慮磁石間隙。

    L0 = 1.6uH,用 Ø 0.65 漆包線在直徑 10mm 線圈管上密繞 15 圈 (可增加 1 圈,防止屏蔽盒引起 L 值下降)。

    LP = 6.8uH,Ø 0.26 漆包線在 6mm 木棒上密繞 38 圈。

    LT 輸出槽路線圈,用 2mm 漆包線在直徑 50mm 圓筒上間繞 16 圈脫胎,繞長 100mm,兩端及中心抽頭固定在瓷質高腳絕緣子上,在兩端向內 5.5 圈各焊一頭引出接 SW4-(2) 檔。

    L2 輸出耦合線圈,用 2mm 漆包線密繞 2 圈,接到 LT 中心位置 (可調),直徑 50mm。

    T2 在 NXO-4O TV 雙孔磁石上用 Ø 0.31mm 漆包線雙線並繞 (絞 3 次 /25mm)。繞法見圖十一。

    T5 在 NXO-40 Ø 10 磁環上 Ø 0.31 漆包線三股絞合穿繞 3 圈,首尾相連,按 1:9 阻抗聯接,如圖十二所示。


電源供給

    電源供給兼顧 6SK7、6V6 兩種管型及晶體管、集線電路需要,電路結構及元件數據見圖七。圖中 AFC 使用規格相符的成品。電子管電路及 IC、半導體電路分開供電,儘量消除不必要的相位干擾。


結語

    筆者出於對 QRP 的功效及移相法的進一步了解,進行了本試驗性路的實驗。實驗效果尚好,使用 6SK7 在安徽省蚌埠市使用 20 米斜天線, SWR 1.5 在 14.180MHz 於 95 年 10 月 31 日與 BV2LS、BV4LQ QSO,RST 分別為 54 及 58。12 月 25 日與 9V1YX、 7J1ARO QSO,RST 44 及 43。元月 14 日哈爾濱工業大學 BY2HIT RST 53。7MHz 對上海、廣州、北、杭州、昆明,RST 均為 57~59+。

    本電路係筆者利用手頭元件製作,設計不盡合理,原理闡述難免疏漏謬誤,遠望業餘同好批評指正。

    作者承蒙 BA1AT 李錫琛先生、BD2RH 徐悅先生提供寶貴的技術資料,對 BA4CH 許毓嘉先生、BA7KE 董世澄先生、BV2LS 周啟宗先生給予的鼎力協助配合試驗和指導,在此一並表示誠摯的謝意。

    參考文獻
1. The Radio Amateur's Handbook, 1977
2. 單邊帶無電通信(王琪著)
3. 無線電發射機大意(廖世靜譯) END



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