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接收機的設計要論
現代接收機的關鍵零件

No.43   1996 Aug.   p28~39,   by 編輯部



    本文將討論:如何克服對接收機整體性能傷害很大的「交越調變失真」 (Intermodulation Distortion)、振盪器相位雜訊對動態範圍的影響、相鎖環路系統改變頻率時的安定時間長短與相位雜訊之間的相關性。


動態範圍的種類與問題

    接收機內牽涉到動態範圍的種類不少,首先,最常見也是最容易了解的是自動增益控制的範圍,這是接收機在輸入訊號有廣大範圍振幅的情況下,維持輸出音量不變的能力。一般認為好的自動增益控制線路能讓 1 或 2uV 的變化,還能保有良好的訊號 / 雜訊比,同時讓訊號強度指針不動。

    其實,這在今天已經不再是優良的自動增益控制格局,之所以有這樣的標準,是因為以往接收機線路內的增益分配不均,例如常會發現第二中頻放大線路有增益不足的現象。以超外差式接收機而言,如果要以自動增益控制線路有效地保持音量不變,就要全面調整並控制好第二級中頻放大增益及第一級中頻放大增益,甚至連射頻前端放大增益也要控制到。


交越調變失真動態範圍

    如果一個線性線路的輸出緊隨著輸入訊號變動 (例如輸入訊號增加 1dB 強度時,輸出訊號也跟著增強 1dB),即稱此線路是一階的線性。把這關係化成一般的表示方式 Y = X + s,Y 是輸出,X 是輸入,這一階可以指 X 的一次方。但是嚴格說來,沒有任何電子線路可以達到完美的一階特性,除非把動態範圍設定在極小的範圍內,也就是小線性 (Small Linear)。既然有如此看法,那麼只要有兩道以上的訊號同時存在電子線路上,因為有非線性的關係存在,或多或少就會彼此調變,也就是所謂的交越調變,使線路又產生了因彼此交越調變而 出現的「和」及「差」頻訊號。像這樣的交越調變所產生的失真,分成頻率與振幅,端看所產生交越調變的程度而異。


二階交越調變失真

    二階交越調變失真會使輸入訊號,每 dB 值的變化,讓失真改變 2dB。同時會出現兩頻率訊號的和頻及差頻。例如,一個放大器要是頻寬夠大的話,6MHz 訊號及 8MHz 輸入訊號會因為二階交越調變失真而產生了 2MHz 及 14MHz 訊號。


三階交越調變失真

    三階交越調變失真,會使輸入訊號每 dB 值的變化會改變 3dB,同時會出現兩輸入頻率訊號其中之一的倍頻與另一頻率的和、差訊號。例如放大器頻寬夠大的話,有兩頻率訊號分別是 f1=14.02MHz 及 f2=14.04MHz,這兩訊號的三階交越調變失真,會產生其他頻率訊號,如 14.00MHz (2f1- f2)、14.06MHz (2f2-f1)、42.08MHz (2f1+f2)、及 42.10MHz (2f2+f1)。在本例中,因為失真所產生的差頻與原輸入頻率非常接近,足以對原輸入訊號造成干擾,這也就是為什麼接收機對三階交越調變失真的特性那麼重視的原因。

    交越調變失真的階別可以從單位輸入訊號位準變化對交越調變失真反應速度看出來,因此可以說 N 階的交越調變失真是由輸入訊號中每 dB 變化 NdB 所造成的。

    其實在通訊系統中,有可能出現三階以上的交越調變失真,不過針對接收機的射頻前端線路而言,二階及三階交越調變失真對接收機的性能影響最大。


攔截點

    有關接收機的動態範圍,第二項就是攔截點 (Interception Point)。攔截點是由天線輸入二或三道訊號,然後調諧接收機,看看可以接收到幾道訊號,並且記錄下這些訊號的強度。

    接收機內一但出現交越調變失真時,增加輸入訊號振幅,交越調變失真加劇的情況會比輸出振幅增加還厲害。一般而言,當發生交越調變失真時,要是放大器的輸入訊號振幅向上爬升,輸出振幅及交越調變失真會等量增加。當然實務上並沒有這樣的放大器。

    當輸入訊號振幅達到一定水平時,會造成超載現象,此時再增加輸入振幅,輸出訊號再也不會像先前一樣等量增加,此時的表現有點像壓縮 (Compression);輸入振幅要是再提高,放大器終將飽和,此時輸入振幅增加,輸出訊號的振幅並不會改變。

Fig 01
圖 1:所謂的二階攔截點是指發生二階交越調變失真與線性輸出功率的交叉點;三階攔截點則是指三階交越調變失真與輸出曲線的交叉點。

    所謂的二階攔截點,是指發生二階交越調變失真與線性輸出功率的交叉點,參看圖 1;同樣的定義,三階攔截點則是指三階交越調變失真與輸出曲線的交叉點。

    輸入濾波器可以改善二階的攔截點,而線路的非線性程度影響著三階、五階、或更高階的攔截點。針對前置放大器而言,三階攔截點與直流輸入功率有關;針對混頻器線路,則與本地振盪訊號的輸入功率有關。攔截點因為可以使用輸入或輸出功率來定義,所以常給人混淆不清的感覺;之所以使用輸出來定義,因為那是問題所在,但是通常輸入也被拖下水,因此,若放大器或混頻器的 10dB 增益攔截點是 30dBm,要是此放大器的增益再加 10dB,它的動態範圍將會減少掉整個放大器的增益值。

    很明顯的例子是,受到大家推寵的主動式混頻 IC,SL6440。它的輸出入阻抗可以是 200 歐姆,這樣會有 8dB 的增益,而輸出的攔截點高達 30dBm。若提高輸出阻抗到 1500 歐姆,其他條件一樣,則攔截點會降到 10dBm。增益一上升,交越調變失真就產生,使攔截點降低 20dB,並且破壞混頻器的動態範圍,所以還是把混頻線路和放大線路分開為宜。通常是先做混頻,再做放大。最理想的方法是在這兩者之間擺個石英晶體濾波器來限制頻寬。


阻絕與靈敏度的降低作用

    因為旁波帶通常是充滿雜訊,一般接收機的頻率合成器會與隔鄰的訊號混頻,而進入中頻線路成為雜訊,雖然這些雜訊有時不一定是會落在中頻範圍內,但是這雜訊也會影響到整部接收機的性能,也就是阻絕與靈敏度的降低作用。

    除此之外,頻率合成器通常產生很髒的訊號,至少訊號是不會很純的。尤其是線路內若應用頻混或除法線路,那就會更糟糕。其實,就算是利用直接頻率合成,也不見得可以完全去除掉混附響應訊號。


訊號頻率間隔與測量結果

Fig 02
圖 2:中頻混波器頻寬,通常第一中頻的濾波器頻寬固定在 15KHz,而第二中頻濾波器頻寬則依不同通訊模式選用。

    針對與動態範圍特性有關的當事者,除了參與的訊號數目以外,與這些訊號的頻率間隔也有很大的關係。一般情況是弱的訊號受強訊號的干擾,而接收機性能惡化的程度,對於這兩訊號的頻率間隔有多大,有極大的影響;一般接收機測量特性時,是採取 20KHz 或 25Kz 的間隔,而真實世界可能就不是那麼客氣,一定會隔得那麼開,通常干擾訊號是只有幾 KHz 或甚至更近些,因此,第一中頻濾波器 (頻寬可能是 15KHz) 就無法保護到一般的第二中頻濾波器 (如 SSB 頻寬約介於 2~4KHz 之間),參看圖 2。

    標準的自動增益控制的回饋訊號,是從第二級中頻輸出取得的,同時這線路並沒有能力辨別這訊號是我們想要的或是雜訊,因此只要是通過中頻濾波器的訊號,就照單全收拿來做自動增益控制。現今有個傾向,就是第二中頻改用數位訊號處理線路,其實這會比目前的情況更糟糕,因為數位訊號會有個延遲時間,這已不能應付動態範圍,因此可以預期的是,使用了數位訊號處理之後,自動增益控制線路的時間常數會要求的更嚴格,線路當然也就更複雜。如何解決這些問題?


如何發掘好方法

Fig 03
圖 3:典型的接收機線路方塊。

    首先我們要問,接收機的自動增益控制、選擇性、及增益的分配是否恰當? 圖 3 所示是接收機的射頻前端線路以及中頻線路內的標準設計。這是高頻收發機 TS-50 的實例,線路的設計在當時業界是響叮噹的。第一級中頻的自動增益控制,從第二級中頻輸出端取出,這樣的設計就算是濾波器帶通之外的強訊號,也會造成第二級混頻器的超載,至於落在濾波器內的強訊號更不用講。更糟糕的缺點是,Q17 的增益下降時,它的二階攔截點會惡化。這是使用 MOSFET 做放大 (在這裡應該說衰減) 的缺點,改用差動放大或是 PIN 二極體衰減, 就不會有這類的問題。像這樣設計理念的收發機常會有:

  • 自動增益控制範圍不夠。像是收聽一般 AM 訊號,它的調制至少是 50% 以上,並把訊號位準調到 100mV 以上。會聽到一股完全失真的聲音,因為一般接收機在這麼強的訊號下,已經超出動態範圍,自動增益控制再也起不了作用。
  • 自動增益控制不足。常引起超載。例如有可能在正常的 CW 或是 SSB 訊號旁,比如說差 5KHz 有一極強的訊號。振幅是 20mV,這訊號雖然是在中頻濾波器之外,但是卻在射頻前端的修平濾波器 (Roof Filter) 之內。
  • 因為本地振盪器的混附響應及相位雜訊,使接收機的靈敏度降低。看看高頻收發機就知道了,收發機的接收頻率為什麼不是低到 5KHz 或是 10KHz,而是 100KHz? 那是因為頻率合成在這麼低的頻率,本地振盪訊號已徑不是很純,所以不得不把接收頻率限制在較高的頻率上。實際上,在 100KHz 以下還有許多有趣的超長波訊號,例如,標準時間標準頻率、導航訊號等。所以一部接收機的接收下限,就等於告訴你。此部接收機內的頻率合成線路品質。



合理的解決方法

適當分配自動增益控制動態範圍

    圖 4 所示是一部接收機的方塊圖,裡頭把自動增益控制打散,在第二混頻器線路內有一自動增益控制線路,以監控訊號是否超載,另一自動增益控制線路則在射頻前端裡頭,它利用衰減器可以保護前端輸入線路。大多數接收機上,這一裝置都是手動操作的,例如 -10dB 或 -20dB 的衰減器,可是許多人操作起這些衰減器總會覺得怪怪的,因為這些衰減器開關會影響接收機的訊號強度表讀數。其實現代的接收機不應該發生這類問題才是,可能是設計者一時大意,因為利用微電腦控制的線路,可以很方便把它補償回來才對。

Fig 04
圖 4:把自動增益控制打散可以提高動態範圍。

訊號強度表

S9 50uV
S8 25uV
S7 12.5uV
S6 6uV
S5 3uV
S4 1.3uV
S3 0.75uV
S2 0.3uV
S1 0.15uV
S0 0.07uV
表 1:訊號強度表的 S 值與 dB 值對照表。 S9=50uV/50 歐姆。

    訊號強度表的校正、指示、與使用,在使用者手上已經不是科技方面的問題,而是在通訊當時融入到感情世界裡頭。關於訊號強度表,應該從 -20dBuV (相當於 0.1uV/50 歐姆) 校正起,直到 +100dBuV (相當於 100mV/50 歐姆) 止,要在這 120dB 範圍內才夠。但是這麼大範圍的自動增益控制,必須配合前端線路的增益偵測,這樣中頻線路內的自動增益控制線路才有辦法維持,參看表 1 是訊號強度表的 S 值與 dB 值對照。

    這樣的安排,除了兼顧客觀性之外,還可以讓訊號強度表真正起作用,也就是讓訊號強度的比較更有意義。同時也可以把接收機推向更高的境界,例如比較精確的訊號強度表,可以讓量測出來的「訊號前後比」更有意義。

    要整部接收機有 120dB 的範圍,不只要有好的中頻自動增益控制線路及射頻前端衰減器,在多級轉換的接收機內,第一級中頻線路內也要有自動增益控制線路。此級的自動增益控制線路一般是以 PIN 二極體為主,目前市面上也少有這樣的設計。

    但是以二極體構成的衰減器線路,缺點倒是不少,除了零件價昂外,二極體的衰減必須花同樣的雜音指數代價。這還不打緊,一般自動增益控制訊號是從第二中頻輸出取出,而接收機可能因為不同操作模式需要不同的濾波器,這樣一來,自動增益控制的時間常數就要隨著不同頻寬的濾波器而改變,如果忽略了這時間常數的調整,則廣範圍時間常數的自動增益控制線路可能會有不穩定的問題。

Fig 05
圖 5:PIN 二極體特性。

獨立的第一級中頻自動增益控制

    所以完全解決這惱人問題的根本之道,在於使用獨立的第一級中頻自動增益控制,監視線路注視著第二級中頻輸入,當監視線路發現訊號位準達到超載程度,就衰減前頭訊號。這雖然會阻礙線路達到最理想的訊號 / 雜訊比,但是也可以防止發生交互調制。總之,適當的調整,使用好的第二級中頻自動增益控制線路,輔之以獨立的第一級中頻自動增益控制線路,可以讓以前常碰到的交互調制銷聲匿跡。

對開關二極體的一些看法

    高頻收發機線路內,射頻前端線路幾乎不約而同地大量採用二極體做開關切換的濾波器。目前作為開關二極體用的界面電容值很小,而且可以處理的直流達 10-100 毫安培之間,這些特性非常重要,因為我們希望這些二極體打開時的訊號通過損失可以很低,而關掉狀態能有最小的洩漏。

    二次泛音、三階交越調變失真動態範圍的測試結果顯示好像都與射頻前端濾波器的切換二極體無關,不過測試歸測試,真實的世界裡,接收機一接上天線,出現在接收機前端的訊號是很難想像的,可說是多且雜,可預期的是,這些訊號的電壓與相位加總在一起,有可能會影響到濾波器內開關二極體的偏壓,引起交越調變失真,而且通常是二階的交越調變失真,因為 (1) 開關二極體引起的交越調變失真,通常是由作用的二極體所產生的,而干擾到的也正是由它打開的濾波器;(2) 長久以來,業餘無線電收發機的測試報告,一直認為射頻 前端濾波器的二階交越調變失真不會有問題,所以也就沒有測量。

    要避免開關二極體造成交越調變失真情況,就只好把二極體捨棄不用,改用繼電器做開關。這可以從軍用與商用通訊系統一般都採用繼電器而不是二極體得到證明。然而使用繼電器不只會使線路複雜、加大,而且也昂貴。另一種可行的方式是採用 PIN 二極體,這是一種針對這類用途而設計的二極體。

Fig 06
圖 6:要有 +30dBm 的二階交越,就必須提供適當的偏壓給二極體。



觀念的應用

    首先,我們要考慮的是,如何把接收機的前端線路加以改良,使接收機的重要關口 --- 天線輸入端,可以好好地控制訊號的強度,好讓天線後頭的接收機線路可以免受強訊號所引起的種種困擾。這可以應用傳統的 PIN 二極體零件來做訊號衰減。而標準的 T 型固定阻抗 PIN 衰減器,要防止發生交越失真,只能維持在 0 ~ -6 之間,所以要維持在 1.5MHz 以上的頻率有 +30dBm 的二階交越,我必須提供一些偏壓給二極體,線路如圖 6 所示。而在大訊號出現時,PIN 二極體也免不了會有二階交越失真,所以在這衰減器之前,最好要安排有 預選器,也就是帶通濾波器,盡量避免不必要的強訊號進入。

Fig 07
圖 7:在中頻線路上,宜採用射頻差動放大器,來作為自動增益控制迴路線路。

    在中頻線路上,宜採用射頻差動放大器,來作為自動增益控制迴路線路,參看圖 7,除了以差動放大器作為自動增益控制迴路外,另外還要加上防止過載線路。在這線路上掌管自動增益控制的,是由 AND 閘統合區域性的自動增益控制 (AGC 1),及整體性的自動增益控制迴路 (AGC 2) 而成。圖 8 是由電腦模擬諾頓回饋放大器及差動放大器的結果。從中可以看到這線路有很低的雜音指數,及低回饋量高攔截交叉值的結果。相對的,傳統用在自動增益控制線路後的放大器,常因為回饋量太大,而不得不在其輸出端與石英晶體之間加上一道 6dB 的衰減器,做為匹配用途。

Fig 08
圖 8:由電腦模擬諾頓回饋放大器及差動放大器的結果。

    雙級的自動增益控制線路情況如下:超載控制迴路 (AGC 1) 通常並不起作用,而差動放大器才是真正起作用的第二自動增益控制迴路。當有一極強的訊號出現,使第二自動增益控制迴路應付不了時,第二自動增益控制迴路並不起作用,但是第一自動增益控制迴路會施加一控制電壓在 Q1 上,使增益減小,自然在第二自動增益控制迴路內,就會恢復到正常的訊號位準。

    第一自動增益控制迴路可以保護第二級混頻器,但是第一級的射頻放大器怎麼辦呢? 當然是利用衰減器使輸入的射頻訊號強度落在合理範圍內,因此射頻前端衰減器便成為接收機的第三個自動增益控制迴路。

    以這三道自動增益控制形成的接收機系統,也許是最理想的接收機線路,至少以目前的設計理論及技藝觀點而言是最好的。當然這種系統理念下製作的接收機,也是所費不貲,成本比一般簡單的接收機要貴上好幾倍。所以就算是往往採用高科技的軍用通訊系統,或高價位的商用通訊系統,也不見得會採用這種理念來設計接收機。

    採用多重自動增益控制迴路所引發的主要問題之一是如何把自動增益控制在系統內做合理的分配,同時要怎樣把自動增益控制線路的時間常數,控制得恰到好處。


修平濾波器 (Roof Filter) 線路

    針對接收機而言,選擇性也是非常重要的特性,理想的接收機系統,選擇性應該以天線為參考目標,接收機的選擇性應盡可能和天線一樣或接近。當然一味的追求選擇性也是行不通的,最重要的還是要以系統為基礎來考量,所以有許多因素要衡量、協調。以圖 7 為例,它是第一級混頻器後接中頻石英晶體濾波器,做這樣的安排實在是有非不得已的原因,但是這就造成了兩個難題:一是一般石英晶體濾波器的輸出入阻抗特性,與它的帶通特性息息相關,也就是石英晶體濾波器的輸出入阻抗在帶通頻率附近才是定值。而混頻器對端負載阻 抗的反應是非常的激烈。第二個問題是濾波器有很大的訊號損失,如果不另外加一放大器把訊號補償回來,也會造成訊號的雜音指數惡化。

    傳統的單只石英晶體濾波器,頻寬可以達到 15KHz 左右,兩端阻抗也可以介於 600-1500 歐姆之間,但是為了濾波器的陡峭率或更低頻寬,通常會把三只以上的石英晶體串接在一起,成為石英晶體濾波器,這樣一來,石英晶體所引起的訊號損失更大,可以達 6~8dB 之間。這樣把混頻器損失 6dB,及石英晶體濾波器損失加在一起,並且把傳統的第一中頻輸入線路會引起的 4~5dB 的雜音指數,總共會造成 18~20dB 的雜音指數。如此窘境,對於一個線路設計者而言,實在別無它法,只能在混頻器之後加一放大器,但是這一放大器在此又是 一種對選擇性破壞很強的線路,使得要接收機保持與天線相近的選擇性,加大了一段很長的距離。

    為了避免使用上述混頻器之後的放大器系統,就必須引用更有效率但也更昂貴的石英晶體濾波器,這可以使石英晶體濾波器的損失從 8dB 降到 4dB 左右,同時濾波器後頭也要使用低雜音指數的放大器。這樣一來,可以把雜音指數從 20dB 降到 12dB。這在 2.4KHz 頻寬下,10dB (S+N)/N 約等於 0.3 微伏。

    圖 9 就是這樣一個典型的例子,裡頭使用了兩只石英晶體濾波器,分別是兩極與四極石英晶體濾波器,因為單靠四極濾波器的選擇性是不夠的,而且濾波器之間的放大器也不能免,因為石英晶體濾波器的插入損失很大。而圖 10 則是利用上述觀念的另一種方法,它不但可以滿足濾波器的陡峭率,損失也會降低到 4dB。

Fig 09
圖 9:使用了兩只石英晶體濾波器,分別是兩極與四極石英晶體濾波器。

Fig 10
圖 10:因為單靠四極混波器的選擇性是不夠的,而且濾波器之間的放大器也不能免,因為石英晶體濾波器的插入損失很大。這不但可以滿足濾波器的陡峭率,損失也會降低到 4dB。



混頻器線路

    關於混頻器的特性,不同的文獻已經有很多的討論,尤其是交換式混頻器。圖 11 是 +5dBm 輸入的雙頻測試。而圖 12 是同樣位準下的二頻測試結果。為了保護頻譜儀,外頭加了一衰滅器,這兩者所產生的交越失真同樣嚴重,但是混附響應以三頻為多。

Fig 11
圖 11:+5dBm 輸入的雙頻測試結果。

Fig 12
圖 12:是同樣位準下的三道頻率訊號測試結果。這兩者所產生的交越失真同樣嚴重,但是混附響應,以三頻為多。

Fig 13
圖 13:由兩只電晶體組成推挽式的單平衡混頻器。

    通常對混頻器是做變頻測試,但是這樣是不夠的,對業餘無線電領域來講,兩強訊號之間常會夾雜著另一強訊號,這是很惱人的,因為這會產生很強的混附訊號,對於極高頻與超高頻收發機線路而言,混頻器更是非測三頻響應不可,因為在使用環境中,出現第三個強訊號的機會非常大,況且三頻測試也可以知道混頻器的交越調制傾向,所以三頻測試非常重要,因為像是忽然間從很強的電台調制訊號,轉到另一極弱的無調制訊號來,也是時有所聞,這基本上是發生在混頻器線路的。

    最近對混頻器的研究,出現了所謂的中頻混頻器,這種技藝很適合運用在短波接收機或自製的線路上,如圖 13 所示,由兩只電晶體組成推挽式的單平衡混頻器。由於有了射極的 20 歐姆退化回饋,所以這兩只電晶體也就不必要求相互匹配。這混頻器的優點就在於它的 +33dBm 攔截點,本地振盪輸入訊號只要 +17dBm 就夠了。與二極體環構成的混頻器比較,要有這樣的性能,本地振盪輸入訊號要高達 +25~27dBm。這樣的混頻器線路,最高工作頻率可以達到 500MHz 左右,而最低頻率則受到使用的變壓器及電感材料的影響。


頻率合成器

    接收機線路裡應用頻率合成器已有一段很常的時間,尤其是相鎖環路方式 (PLL) 的頻率合成技巧,最近因為技術的突破,已經有越來越多的線路應用上直接頻率合成 (DDS) 方式。目前直接頻率合成的技巧已經進步到 32 位元 (應說爻才對,從俗)。不過一般的應用,為了兼顧成本,還是以 16 位元為主。但是一般像是業餘無線電收發機線路內,還是不能稱做直接頻率合成,應該說是混合運用而已,至今還沒有任何一部接收機是完全以直接頻率合成方式製作的。像目前宣稱利用直接頻率合成的業餘機器,應該說是直接頻率合成驅動的相鎖環路系統。

Fig 14
圖 14:直接頻率合成電動的相鎖環路系統。接收機線路中的相鎖環路是以直接頻率合成產生的訊號為參考頻率。

Fig 15
圖 15:如圖 14 所示的系統的單邊帶的相位雜訊。

Fig 17
圖 17:圖 16 振盪器單獨的相位雜訊。

Fig 18
圖 18:TS-50 收發機內相鎖環路頻率合成器的相位雜訊。

Fig 19
圖 19:在閘極加上砍頭二極體,有可能使雜訊位準上升了 30dB。

    圖 14 就是利用這種技巧的接收機線路。接收機線路中的相鎖環路是以直接頻率合成產生的訊號為參考頻率,這類接收機的優點包括有:

  • 輸出的頻率涵蓋範圍可以很廣。
  • 很容易保持一定的頻率步階,而且頻率解析度可以很高。
  • 轉換的時間可以很快。
  • 設定的時間可以很短。
  • 相位雜訊低。
  • 混附雜訊低。
  • 線路簡單。

    根據這些技巧,已經有朋友使用直接頻率合成與相鎖環路,利用微電腦控制,完成了 75~105MHz 的頻率合成訊號產生器,而且最大解析度可以達到 0.07Hz。

    這系統的直接頻率合成部份是採用 Harris 直接頻率合成 IC HSP45102,及飛利浦生產的數位類比轉換 IC TDA8702。這成為系統的參考頻率,不過這參考頻率是可變的,它的中央頻率通常在 10.7MHz (有現成的廉價石英晶體濾波器可應用),這訊號經由石英晶體濾波器後,可以產生很純的訊號,而供給相鎖環路線路,MC 145170 使用。

    這樣一個系統的鎖定時間,是由相鎖環路的環濾波器時間常數,及相鎖環路 IC 有關。這系統所產生的訊號頻率誤差只有 0.1Hz,參考頻率是 100KHz,而環濾波器的頻寬是介於 100Hz-1KHz 之間。

    圖 15 是此系統的單邊帶的相位雜訊,系統內使用了如圖 16 所示的壓控振盪器,而圖 17 是此振盪器單獨的相位雜訊。我們拿典型的高頻收發機為例,以往因為要有夠大的頻率範圍,所以相鎖環路都採多環式,圖 18 是 TS-50 收發機內相鎖環路頻率合成器的相位雜訊。把圖 15 和圖 18 拿來比較,可以發現單只寬頻的壓控振盪器竟然比 TS-50 內多層相鎖環路的相位雜訊還小,因為長久以來高頻收發機線路一直採用多層的相鎖環路,以便能涵括 30MHz 下,又能把相位雜訊壓在一定的水準以下。而從本例子看來,使用單一的相鎖環路 ,一樣可以有很低的相位雜訊,這不論從成本、線路複雜程度、及收發機的體積大小,都有正面的意義。

    圖 16 內的閘極二極體是呈反向偏壓,過去曾有些人主張,在 JFET 的閘極上,應加上一砍頭二極體,以防止在閘極上產生過大的峰值。如果此振盪器的回饋量極大,外部的二極體是可以有效地減少振盪器輸出訊號的雜訊。從圖 19 中可以發現到,在閘極加上砍頭二極體,有可能使雜訊位準上升了 30dB,而這麼大的影響,在以往的文獻中竟然沒有被提及。但是要特別注意的是,也不見得使用了砍頭二極體,就會使相位雜訊增大,因為在閘極與調諧線路之間的耦合,有可能使閘極電壓很低,這樣砍頭二極體也就不會導通,不導通的二極 體,對振盪器輸出訊號也就沒有任何影響了。

Fig 16
圖 16:圖 15 系統內使用的壓控振盪器。



如何掌握這些觀念

    有時候以小型天線收訊,接收機的訊號強度表停在 5/9 的位置,除了雜訊之外,卻聽不出任何訊號,這一定是太強的訊號使接收機過載,調動頻率即可發現不該出現在這頻率的廣播訊號,由於廣播訊號太強了,使接收機超載,才會出現在這業餘頻率裡頭;此時只要打開接收機的衰減器,這些訊號立刻不見,足以驗證接收機的前端線路確是發生了過載現象。

    頂級的業餘無線電收發機,像是 IC-781、FT-1000、TS-950SDX 等,依然常出現一些莫名其怪的現象,既不是交互調變,也非影像干擾問題,一些不該出現的訊號都跑出來了,再怎麼探討,這些訊號都不應該出現才對,這就是所謂的二階交互調變,例如在 6MHz 的廣播訊號和 8MHz 的業務訊號 (如航海、航空等),產生二階交互調變之後,就會在 14MHz 上,給每隔 5 或 10KHz 產生一個鬼影頻率,這也就是為什麼 6MHz 的廣播訊號會跑到 14MHz 的業餘波段上去的原因。根據經驗,在傳導狀況欠佳期間,往往可以在 20 公尺波段發現這 種現象,就算是使用很好的接收機及短天線,照樣會發生,例如在 SEANET 頻率 14320KHz 常出現美國之音就是很明顯的例子。


如何改善接收機的交互調變失真特性

    以 IC-765,FT-890、TS-50、TS-450 等機種為例,在接收機的射頻前端線路,利用開關二極體來做射頻訊號的路徑切換,可以改善接收機的二階交互調變失真特性:

  • IC-765 的二階交互調變失真改善了不少,二階截止點從 +65dBm 升到 +95dBm。而三階截止點也上升了 6dB,到 +30dBm。
  • FT-890 的二階交互調變失真也改善了不少。二階截止點從 +63dBm 升到 +93dBm,而三階截止點也上升了 6dB,從 +20dBm ~ +26dBm。
  • 未更改前,TS-50 的二階交互調變失真很差,二階截止點是 +35dBm。改用開關二極體後。上升到 +48dBm。此收發機可以加上選用的天線調諧器,它配備高通濾波器,此時也可以把二階截止點從 +85dBm 推高到 +90dBm。而三階截止點也上升了 6dB,從 +12dBm 升到 +18dBm。
  • TS-450 原本就是使用開關二極體,二階截止點是 +55dBm,加上天線調諧器後,可以推高到 +81dBm。但是改用不同的開關二極體之後,二階截止點上升到 +60dBm。



如何比較高級收發機的性能

    很難得市場上出現了這麼多的高性能專業收發機,我們不妨動動腦,如何來比較彼此間的性能高下,甚至探討這些收發機和軍用的通訊機有何不同。

    一部截然不同觀念下的產物, XK-2100L,這是 R&S (Rohde & Schwarz) 出品的高頻收發機,涵蓋頻率 10KHz-30MHz,下面將簡介這部奇特的高頻收發機的軟體操控功能。

    圖 20 是 XK-2100L 的方塊圖,很像一部個人電腦;要控制 XK-2100L,可以透過內部的資料巴士,和 XK-2100L 的每個方塊溝通。不像一般獨立的收發機要更新操作功能必須更改收發機內的 ROM 軟體,XK-2100L 收發機只要透過個人電腦及 RS-232 串列埠,就可以更新操作軟體。

Fig 20
圖 20:XK-2100L 的方塊圖,很像是一部個人電腦。要控制 XK-2100L,可以透過內部的資料巴士和 XK-2100L 的每個方塊溝通。

    更值得一提的是,在收發機的中頻及聲頻方塊中,不論是調制或是解調,都採用數位處理方式:

  • 通訊操作模式包括有 AM、CW、SSB、ISB、AFSK、FM、及 FSK 等,而且針對不同的數據通訊模式可以自行調整最有利的結構。
  • 從 150Hz-8KHz 分成 11 段頻寬,而且是使用數位處理的濾波器,因此濾波的群延遲等化,特別適用在數據通訊。
  • 自動增益調整的時間常數從 25 毫秒到 3 秒分成 5 段。
  • 可以做帶通調諧 (Passband Tuning)。
  • 中頻有帶陷濾波器。
  • 有雜訊去除線路,這功能是自動的,它根據不同的脈衝寬度及出現率自行調整。
  • 字節靜音裝置,不需要調整靜音鈕。
  • 聲音壓縮功能,作話務通訊時,可以提高發射機的平均輸出功率約兩倍。

    XK-2100L 收發機的二階截止點是 +70dBm,三階截止點則是 +20dBm,因為雜音指數低,只有 9dB,因此使用很短的天線,就可以有很好的接收能力,兩天線輸入端更可以耐到 100V,也不會產生過載燒毀線路,更絕的是,它有選用的數位控制射頻前端濾波器,這可以精確地追蹤接收頻率,保持在頻寬± 10%,這濾波器在發射時也保持在線上,濾波器追蹤頻率的時間只要 20 毫秒。

    發射機部份,XK-2100L 的輸出功率是 150 瓦 (單邊帶話務) 及 100 瓦 (CW 及 FM),因為是電腦化及數位化的關係,它幾乎可以利用比較先進的任何電話系統連線,而成為自動的轉接及遙控系統。

    表 2 是挑出 XK-2100L 的一些特性資料與一般的業餘收發機做比較,有了這比較之後,更可以凸顯出價格上的差異,一部 XK-2100L 的陽春機要賣到台幣 50 萬左右,相信只要在設計上多用點心,達到像是 XK-2100L 的二階交互調變失真及自動增益性能那麼好的,也並不難,之所以如此認定,以 IC-761 為例,它的二階交互調變失真在 20 公尺波段是 +5dBm,而同樣是使用由兩只 2SK125 組成相同結構的第一級混頻器,卻是在十幾年前設計的 TS-830,它在 20 公尺波段上的二階交互調變失真是 -5dBm。當然接收機設置射頻前置放大器 的開關也是一大進步,以 IC-761 而言,在 20 公尺波段把射頻前置放大器關掉,三階交互調變失真可以從 +5dBm 升到 +21dBm。

Table 2
Selected XK2100L Transceiver Specifications

General

Switchover times
TX/RX, RX TX                     < 10 ms
Frequency Change                 < 30 ms

Receiver
Input Impedance                  50 OHM, VSWR < 3
Noise figure
  without preamplifier           17 dB
  with preamplifier              9 dB
Input sensitivity (for S/N of
  10 dB from 0.2 to 30 MHz),
  without preamp
  ATA (CW)                       0.4 uV EMF (-121 dBm), BW = 300 Hz
  J3E (SSB)                      1.0 uV EMF (-113 dBm), BW = 2.7 kHz
  H3E (AME), 60% mod by 1 kHz    2.7 uV EMF (-104 dBm), BW = 6 kHz
With preamp
  A1A (CW)                       0.15 uV EMF (-130 dBm), BW = 300 Hz
  J3E (SSB), J7B                 0.4 uV EMF (-121 dBm), BW = 2.7 kHz
  H3E (AME), 60% mod by 1 kHz    1.0 uV EMF (-113 dBm), BW = 6 kHz
  
Receiving bandwidths             -3 dB           -60 dB
                                 150 Hz          300 Hz
                                 300 Hz          450 Hz
                                 600 Hz          860 Hz
                                 1kHz            1.54 kHz
                                 1.5kHz          1.98kHz
                                 2.1 kHz         3.2 kHz
                                 2.4 kHz         3.52 kHz
                                 2.7 kHz         3.8 kHz
                                 3.1 kHz         4.2 kHz
                                 6 kHz           8.4 kHz
                                 8kHz            10.4kHz

  
AGC                              < 3 dB output change over the range
                                 1uV to 1V EMF

  Response to 60-dB step variation
  Attack                         <10 ms
  Decay                          25/150/500 ms, 1s/3s

AF distortion
  Line output, 0 dBm             < 1%
  Headphones, loudspeaker        < 10% at rated power

Blocking                         3-dB signal attenuation
                                 (Δf < 30 kHz, desired signal 2 mV
                                 EMF, interfering signal 5 V EMF)


Desensitization                  > 20 dB SINAD
                                 (Δf = 30 kHz, BW = 2.7 kHz, desired
                                 signal 30 uV, interfering signal 100mV)
Intercept point (IP3)            > 30 dBm (Δf > 30 kHz,
                                 interfering signals 2x0 dBm)
Cross-modulation                 < 10 % (Δf > 30 kHz, desired signal 1 mV
                                 EMF, 1 kHz, m = 30%)
Inherent spurious signals        < -113 dBm, with few exceptions
Immunity to interference
  (Δf > 30 kHz)
  Image-frequency rejection      > 80 dB, typically > 90 dB
  IF rejection                   > 80 dB, typically > 90 dB
Oscillator reradiation           < 10 uV (at antenna input)
Protection of receiver input     up to 100 V EMF (f < 30 MHz)
  with digital preselector       up to 200 V EMF (f < 30 MHz)

Transmitter
Spurious suppression             > 70 dB, typically > 80 dB (into 50 ohm)
Harmonic suppression             > 45 dB, typically > 60 dB (into 50 ohm)
Intermodulation products
  (with two-tone modulation
  and 26.5-V supply voltage)     > 32 dB down, typically > 36 dB (referred
                                 to PEP)

S/N ratio                        > 150 dB, referred to 1-Hz test bandwidth,
                                 Δf > 1 MHz
                                 > 165 dB with digital preselector option
Carrier suppression              > 60 dB referred to PEP, typically > 70 dB
  with voice compression         >30dB
Suppression of unwanted sideband > 60 dB referred to PEP
表 2:XK-2100L 的一些特性資料與一般的業餘收發機做比較。



總結

Fig 21
圖 21:二階截止點的改善,也就是改善了二階交互調變失真。

    本文討論了如何把高頻接收機或收發機的性能做整體的改善,包括了自動增益迴路、提高選擇性、及簡化頻率合成的技巧。如果在傳統的 PLL 合成接收機線路內,發現有太強的相位雜訊干擾,只要用心,可以花費很少,甚至不用增加成本的情況下,來改善相位雜訊的問題。

    本文最精彩的,也許是所謂的好酒沉甕底,就是最後討論的二階截止點的改善,也就是改善了二階交互調變失真。參看圖 21,可以了解到為什麼二階交互調變失真比三階交互調變失真更重要,當雜訊升高,首先出現的是二階交互調變失真,在大多數情況下,訊號雖然太強,但是極強的機會不大,也就是說多數情形下,二階交互調變失真仍佔優勢。

    把收發機射頻前端線路的開關二極體改換用 PIN 二極體之後,可以大大地改善接收機的二階交互調變失真,但是關於選擇性方面,依然需要審慎地評估,也許使用追蹤式濾波器是不錯的點子,就算是高級的專業機種,依然使用高選擇性的射頻前端濾波器,因此對於業餘方面,如果可以應用天線調諧器來輔助收發機的二階交互調變失真,也許是有用的舉手之勞。

    從最近上市的專業及軍用收發機設備上,隱約可看到流行的趨勢,那就是在中頻線路上採取數位訊號處理的方式,這種作法,也就可以把收發機面板上的按鍵、開關、及旋鈕所構成的叢林般,簡化成為選單式的軟體操作界面。仔細研究這種收發機,在耐訊號強度及自動增益方面的性能,已經到了至高的境界,如果業餘界也能認同,並且同心追求,要讓業餘收發機的性能達到這境界,也是指日可待的了。 END



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