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多波段 SSB/CW 收信機

No.42   1996 July   p62~69,   編譯:趙耀 / BG6RA,湖北省十堰市



    本文介紹的是一種雙變頻 (Dual Conversion) 多波段收信機。全機方框圖見圖 1。工作在 80m 時,是一次變頻方式;在高於 80m 以上波段時,由各自的晶體振盪器進行頻率轉換。不同的波段只需切換相應的帶通濾波器和晶體振盪器。

    當波段開關置於 80m 時,信號直接經 80m 預選濾波器進入第二混頻器,與 VFO 的信號混頻後變成 9MHz 的中頻信號,放大後進入晶體濾波器,經中頻放大器放大後進入乘積檢波器 (Product Detector) 與 BFO 信號差拍,產生音頻信號,經 RC 音頻濾波器濾波後,進入音頻放大器。

    波段開關置於 40m 時,信號經 40m 帶通濾波器選頻後進入第一混頻器,與 3.3MHz 晶體振盪器的信號混頻,將 40m 信號轉換成 80m 信號,之後的工作原理同 80m。其他波段的工作原理同 40m。

    從圖 1 中可以看到,40m 帶通濾波器沒有 RF 放大器,那是因為在 40m 使用 RF 放大器會降低動態範圍。但在 40m 以上的波段,為了獲得較低的噪音系數,採用了 RF 放大器。

    下面分別介紹每個部分的電路及其調整與製作。


由於雜誌上的線路圖很大張,但是字體又很小,所以無法將它們縮小直接在螢幕上顯示,請點選下面連結,將圖片另存新檔後,以 300dpi 列印。

圖 1 左 圖 1 右 圖 2 圖 3 圖 4 圖 5 圖 6 圖 7 圖 8 圖 9



帶通濾波器與 RF 放大器

    各波段的帶通濾波器電路如圖 2 所示。(A) 是有 RF 放大器的濾波器,(B) 是沒有 RF 放大器的濾波器。不同波段的電容、電感參數見表 1。

    每個濾波器都採用了兩個濾波器,第一個濾波器是 5 階 (5-pole) 低通濾波器,用於防止 VHF TV 與 FM 廣播信號引起的假信號反應 (Spurious Response);第二個濾波器是 L7、L8 以及有關電容組成的雙調諧回路,對前端選擇性起主要作用。由於 C15 的容量在電路中是非標準值,所以採用了一個 1~5pF 的半可變電容,可根據表 1 將容量調整到規定值或在調試時作調整。

    RF 放大器由雙柵場效應管 (Dual Gate MOSFET) 和低通濾波器組成。低通濾波器的第一部分是一個簡單的低通濾波器;第二部分是π型電路,將阻抗從 50 歐姆轉換成 2K 歐姆,Q 值為 10,為 RF 放大器提供了合適的驅動阻抗。放大器的輸出端是一個磁環變壓器,其輸出阻抗為 50 歐姆,為下一級雙調諧回路提供合適的阻抗。

    所有的濾波器可借助信號產生器或晶體刻度器 (Crystal Calibrator) 進行調整。如果採用刻度器進行調整,則要在收信機的輸入端與地之間跨接一個 50 歐姆電阻:首先將 C15 置於最小容量,收信機的頻率調到所調整波段的中間位置 (以 15m 為例,收信機應調諧在 21.200MHz 左右),調整 C14、C17,使信號最大;再將 C15 調到中間位置,然後再次調整 C14、C17,使信號達到峰點;最後將收信機波段的兩端調諧,檢查一下帶寬是否合符要求,如果帶寬不夠,可反覆進行上述調整,直到達到所需帶寬。調整有 RF 放大器的帶通濾波器π型電路時,要在波段的中間位置調整 C22,使信號最強。

沒有 RF 放大器的濾波器
MHz C19,C21 C20 L9,L10 C12,C18 C13,C16 C14,C17 C15 L7,L8
7.1 430 860 17 42 50 180 4.6 25
10.6 300 600 13 32 50 180 4.1 17
14.2 220 430 12 20 - 180 2.3 17
18.2 180 360 10 22 50 180 3.9 10
21.2 150 300 10 18 - 180 3.0 10
24.2 130 270 9 14 - 180 2.1 10
28.5 110 220 8 12 - 180 1.6 10

有 RF 放大器的濾波器
MHz C19 C20 C21 C22 L19 L10
10.6 300 680 33 50 13 29
14.2 220 500 22 50 12 25
18.2 180 390 - 50 10 22
21.2 150 330 - 50 10 20
24.2 130 300 - 50 9 19
28.5 110 250 - 50 8 17

表 1:帶通波波器元件數據。
(其他元件同沒有 RF 放大器的濾波器元件。電容數據為 pF;電感數據為匝數)



混頻器模組 (Mixer Module)

    整個模組的電路見圖 3。本收信機的兩個混頻器模組電路完全相同。U2 是雙平衡式二極管環型混頻器 (Doubly Balanced Diode-Ring Mixer),後面跟的是 Q9 組成的一級中頻放大器,是收信機較重要部分,必須具有較低的噪音系數和較小的交越失真,輸入、輸出阻抗必須是 50 歐姆。

    這裡採用了有負反饋的放大器,使增益、阻抗達到了上述要求。放大器輸出端的 6dB 衰減器 (6dB pad) 是為了保證該級的輸入、輸出的匹配。

    Q9 在較大電流狀態下工作是為了減少失真。對 Q9 的選擇要嚴格,Ft 至少為 500MHz,可選用 2N5109、 2N3866、2SC1252。


晶體振盪器模組

    用於各波段變頻、BFO 的晶體振盪器模組,電路完全相同,見圖 4。電容、電感及晶體參數見表 2。

    這裡採用的是 Hartley 振盪電路。與晶體串聯的半可變電容是用於微調振盪頻率的。如果只用一個 BFO,+12V 電源可按圖 4B 所示從線圈次級送入;如果 BFO 不只一個,就要像變頻晶體振盪器那樣,採用波段開關將 +12V 電源送入 (圖 4C),只有需要工作的晶體振盪器才有 +12V 電源。晶體振盪器模組輸出約為 +10dBm,足以驅動二極管混頻器。

    晶體振盪器的調整要在與混頻器聯好的情況下進行,不要在輸出端空載情況下調整。調整 C11 使輸出最大、振盪穩定。然後微調與晶體串聯的半可變電容,校準振盪頻率。用於變頻的晶體振盪器模組可省去這個半可變電容,將晶體直接接地。

Y1 波段 C10 C11 磁環 T3 初級 抽頭 次級
3.3MHz 40 100pF 90pF T68-2 65 匝 13 匝 10 匝
9 BFO 56 60 T50-6 35 7 6
10.5 20 56 60 T50-6 30 7 6
11 20/40 22 60 T50-6 30 7 6
17.5 15 33 60 T50-6 23 5 4
24.5 10/15 - 60 T50-6 20 4 4
32 10 - 60 T50-6 15 3 3
6.5 30 100 60 T50-6 35 7 6
14.5 17 33 60 T50-6 23 5 4
20.5 12 - 60 T50-6 20 4 4
表 2:晶體振盪模組元件數據。



80m 預選濾波器

    由兩個濾波器組成:第一個是兩個 650pF 電容之間的元件組成的 7 階 (7-pole) 高通濾波器 (截止頻率為 3MHz),這個濾波器能抑制 AM 廣播信號引起的假信號干擾。第二個是低通濾波器,帶通頻響非常尖銳。C6 是收音機用 365pF 空氣可變電容,固定在前面板上。


VFO 模組

    可變頻率振盪器 (VFO) 採用的是 Hartley 電路,見圖 6。振盪管 Q6 是結型場效應管 (JFET),後面是由雙柵管 Q7 組成的緩衝器。為了獲得最好的溫度穩定性,振盪線圈使用 SF 材料的磁環 (Amidon-6),這種材料的溫度系數比普通磁粉芯材料的要低。振盪回路裡的所有電容應採用 NPO 瓷介電容,這種電容的溫度系數要比其他類型電容的溫度系數低一些。不要使用銀雲母 (Silver Mica) 和聚苯乙烯 (Polystyrene) 電容。

    諧振回路的負載要輕,因此,與振盪管柵極相聯的耦合電容要盡可能小。如果沒有圖中要求的 2.7pF NPO 瓷介電容,可用小型空氣微調電容。

    按照上述要求才能保證振盪頻率的穩定性。該振盪器在 10 分鐘的預熱階段裡,頻率漂移小於 200Hz,預熱後的 5 分鐘裡頻率漂移不超過 10Hz 或 20Hz (實驗表明,預熱時間為 1 分鐘左右,預熱後頻率基本不再漂移 -- 譯者註)。

    緩衝器 Q7 起振盪器與負載之間的隔離作用,輸出約為 +5 ~ +48dBm。T2 是寬帶輸出變壓器。


中頻放大器

    本收信機的心臟是中頻放大電路 (圖 7),中頻頻率自 9MHz,選擇性取決於晶體濾波器 (Z3) 的性能。圖 7 所示電路適合使用輸入、輸出阻抗為 500 歐姆的晶體濾波器。

    電路的輸入是π型電路,用來把混頻模組輸出端 50 歐姆的阻抗轉換成晶體濾波器要求的 500 歐姆,晶體濾波器的輸出端由 560 歐姆電阻使其達到匹配。

    中放電路的增益主要由兩個雙柵管 Q11、Q12 提供。兩個矽二極管將這兩級放大器的偏壓上移,這樣是為了在第二柵控制電壓變化時擴大增益控制範圍。中放的最後一級是兩個 PNP 三極管 Q13、Q14 組成的差分放大器。這兩個管子的集電極上都能得到輸出信號,Q14 的輸出通過同軸電纜送入乘積檢波器 RF 輸入端。

    Q13 的輸出信號用於驅動檢波器 D1。當有大信號出現時,D1 檢波出來的電壓就會出現在 Q16 的基極上,使延時電容 C24 放電。C24 上的電壓變化通過一個二極管耦合到 AGC 控制線上,從而降低 Q11、Q12 的增益。

    R10 是 AGC 設定電位器,調整該電位器使 Q16 的基極 DC 電位為 0.4-0.5V。調整須在無信號時並且 AGC 接通 (AGC on) 的情況下進行。使用高阻電壓表測量 AGC 控制線電壓,在最大增益時約為 6V。

    中放電路設有兩個晶體管開關。 Q17 是用於關閉 AGC 的,當一個正電壓加在該管基極時,該管導通,使 AGC 失去作用。Q15 直接接在 AGC 線上,當正電壓加在 Q15 的基極上時,該管導通,AGC 電壓對地短路,使收信機處於靜音狀態 (Mute)。其餘的幾個二極管能加快靜音速度而不使 C24 放電;靜音狀態結束後,中頻放大器能迅速返回全增益。

    AGC 的反應已足夠快,過控制 (Overshoot) 極小。恢復時間相對而言與信號幅度無關。減小 C24 的容量或與之相關的 1M 歐姆電阻的阻值,能縮短恢復時間。


檢波、音頻放大器模組

    緊接中放電路後面的是檢波器和音頻放大器,參見圖 8。檢波器 (實際上也是一個混頻器) 採用 Mini-Circuit Labs 的雙平衡二極管混頻器 SBL-1,也可採用其他廠家同類產品或自製的混頻器 (檢波器)。這類混頻器具有良好的平衡特性,能防止 BFO 洩漏引起的 AGC 系統問題。檢波器後面是 RFC1 和有關元件組成的匹配電路 (Diplexer),以保證檢波器輸出端在所有的頻率下 (從音頻到 VHF 頻率) 都能得到合適的阻抗匹配。

    第一級音頻放大器採用的是共基極形式。當發射極電流是 0.5mA 時,輸入阻抗為 50 歐姆,使之與檢波器的阻抗匹配。第二級音頻放大器是由 Q2 (PNP 型三極管) 組成的直耦放大器。在開關管 Q5 的基極加上正電壓能使 Q2 的集電極對地短路,從而使收信機處於靜音狀態。Q2 的輸出端接有音量控制電位器,這個電位器裝在收信機的前面板上。可在 Q2 的輸出端與音量控制電位器之間加入有源 RC 濾波器。

    Q3 是共發射極放大器,Q4 是射隨器。Q4 的發射極電流要調到 30mA 左右。音頻輸出已足夠推動 4-16 歐姆的低阻耳機。如果使用高阻耳機,則要加上輸出變壓器,以增加放大器的電壓增益 (圖 8B)。放大器還設有輔助輸入端,這是監聽 CW 的測音輸入端 (Sidetone)。

    圖 9 是有源 RC 濾波器 (可省去不用),在接收 CW 信號時能改善選擇性,尤其是在中頻濾波器 (晶體濾波器) 的帶寬是適合於 SSB 的情況下。圖中可以看到,濾波器由一階高通濾波器和四階低通濾波器組成。用於 CW 的濾波器截止頻率為 1KHz;用於 SSB 的濾波器截止頻率為 2KHz。濾波器的帶寬取決於電阻的參數。圖 9 給出了適合 CW、SSB 帶寬的電阻參數。如果想進一步改善選擇性,可增加濾波器的級數。


結構與製作

    機殼、VFO 調諧變速機構由讀者自行決定。波段開關要求並不嚴格,因為波段開關的接點是在低阻抗狀態下,可採用多層旋轉式波段開關。所有信號聯線都要用細的同軸電纜,如:RG-174/U。

    第二混頻模組 (80m 電路部分) 裝在鐵底板的上面。VFO 模組裝在鋁製的盒子裡,既起到了屏敝作用,又增強了機械強度。BFO 模組裝在用敷銅板邊角餘料做成的盒子裡,固定在鐵底板的下面。各波段帶通濾波器、第一混頻器以及晶體振盪器模組也裝在鐵底板下面。

    電路板可採用腐蝕印刷電路板的方法,也可採用直接將元件焊在敷銅板上的方法。直接將元件焊在敷銅板上製作容易,整個敷銅面都可作為地線。電路中的元件由那些接地元件支撐,在無支撐元件的地方可增加支架,大阻值的電阻就可以當支架,這尤其適合製作 RF 電路,因為在 RF 電路裡,阻抗都很低。

    這樣製作的收信機看上去雖然不夠漂亮,也不夠專業化,但效果和那些採用印刷電路板的收信機一樣,而且有時性能會更高一些,這是因為加大了接地面積的緣故。

    儘管電路相對而言比較簡單,但這個收信機可不是玩具。其特點是:頻率穩定、選擇性好、靈敏度高,動態範圍超過了許多同類型成品收信機。 END

    編譯根據:The 1987 ARRL Handbook for the Radio Amateur,64th edition, chapter 30, "A High-Performance Communication Receiver"



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