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功率合成線性放大器原理與製作



No.35   1995 Dec.   p18~24,   by 郭允晟 / BA1GYS (ex XU2YS), 北京 6111 信箱

Fig 00



   雖說 QRP 具有很大的魅力,吸引人們以小致勝。但它畢竟過於受制於時空條件,帶有極大的偶然性。無線電業餘家是進取者,他們時刻追求著全頻段、全方位和高質量的工作。試觀有成就的 QRP 駕馭者,哪個不是多種優秀通信機和複雜天線陣的擁有者?既有輕武器又有遠程大炮呢?

   對於 DX 來講,似乎應當狠抓兩件事:要有儘可能好的天線系統和儘可能大的發射功率。這恐怕是每個 HAM 的不斷追求吧!

   一提起 PA (功率放大器 Power Amplifier),首先令人想到的是電子管。它以其技術成熟、不易損壞的優點,至今仍受到重視。但是其龐大的體積、望而生畏的高壓,和市場上難於購到的高頻高壓元件,使得動手派經常想往晶體管方案衝擊一下。

   晶體管是當今電子設備的主流器件,它也完全適用於大功率 PA 的。體積小、支持元件易得、和無需高壓是其明顯優點。人們最擔心的是偶然的過壓、過流、或過功率而招致的永久性遺憾,這誠然是與電子管相比的不足之處。但是採用正確的設計 (如留有足夠的安全係數) 和細心的調試,還是十分安全的,試觀現代收發信機的高可信賴性,就是明證。當然,高於 1KW 級的短波發射機仍然是非電子管莫屬的。

   對於低於 50MHz 的 PA,簡單的推挽末級即可達到 200W,採用新型的大功率 MOS 管曾有人實現了 1KW 推挽 PA,但這器件價格是相當昂貴的。

   在低頻段,推挽或多管並聯方法也是一種功率合成方式,只不過在高頻電路中,人們不再使用多管並聯;而在超高頻電路中,不再使用推挽方式了,真正的功率合成技術是將多個,通常皆為偶數) 可以獨立工作的放大單元,利用功率分配單元,分別予以推動,然後再用功率合成網路,將各路輸出功率予以合成,合成的結果為各單元之總和。

   這種合成技術的特點是其一路的故障不影響其他單元的正常工作。而在多管並聯電路中,其一管的損壞則可能產生連鎖性損壞。

Fig 01
圖 1:功率合成放大器框圖

   在設計合成系統時,總是將單元功率與單元個數統籌考慮。將單元功率盡可能的大,則可以減少單元電路的個數、合成網路的複雜性、額外的損耗;通常有 2、4 或 8 路等合成方案。例如打算製作 800W 放大器,則可選用 8x100W 或 4x200W,而對於 1600W,則只有選 8x200W 似乎較為合理。

   本文將首先討論採用推挽方式放大單元的設計,然後介紹功率分配與合成網路的原理,最後實際分析一部 8 單元 1.6KW 線性功率放大器電路。至於超高頻功率合成技術,筆者擬再另文介紹。

   順便要提一下的是,雖然 PA 可以做得很大,但在實際使用時,仍然必須按照有關規定使用。


短波段寬帶域推挽式線性放大單元

   在 HF 波段大功率合成系統中,各單元功放部份通常皆採用推挽式電路。這是因為與單管放大相比,有較高的效率、低的失真、和大的輸出功率。對於 100W 左右的單元,常選用電源電壓為 13.8V 超低電壓系列的功放管;而在更高的功率時,為了使電源電流不致過大,常選用 28V 或更高電壓 (如 50V) 的晶體管。以筆者的 200W 功放單元為例,介紹這種電路的設計:

   本單元選用 MRF422 型晶體管,其主要參數為:
電源電壓 28V
工作頻段 2 ~ 30MHz
輸出功率 Po = 150W (PEP)
最小功率增益 10dB
極限集電極電流 (連續) Ic = 20A
極限 VCEO = 40V, VCBO = 85V
器件總功耗 PD = 290W (25℃ 時)。

   由以上參數可見,當用在推挽方式使輸出功率限制在 200W 時,無論從電流或功率角度上來看,都是有較大富裕度的,可以十分安全的運行。

   現在計算輸出變壓器的變比 n:

   設輸出功率為 200W,則在 50Ω負載上的峰值電壓為:

   當選用 Ec=28V 電源時,則變比為:

   式中 η 為變壓器效率,VCE 為晶體管飽和電壓,N1、N2 分別為初級、次級的圈數注意初級的總圈數為 2N1

   如果初級採用帶有中心抽頭的一圈,則次級 N2 = 0.5 / 0.178 = 2.8,選用 3 圈。晶體管的峰值電流為:

ICM = 2Po / (Ec - UCE) = 400 / 27.3 = 14.7A

   對於正弦波來講,平均電流為:Iavg ≒ 2ICM / π = 0.636ICM = 9.4A

   為了了解大功率功放的等效負載電阻是多麼的小,我們不妨計算一下:

RU = (Ec - UCE)2 / 2Po = 186Ω
電源功率 Pdc = IavgEC = 263W
效率η = Po / Pdc = 75%

   以上的計算是按理想的低頻乙類放大進行的,實際效率約為 60% 左右。

   由以上計算可以看到,輸出變壓器的初級中,流動著很大的電流,因此普遍採用 U 型的紫銅管作為初級,而將次級穿在銅管內,在銅管外套上若干個磁環。磁環體的兩側用兩塊由單面電路板製成的夾板與銅管端頭焊牢,接集電極一例的電路板銅膜在中間縱向割斷,從而使銅管組成一個 U 型線圈,另一側的電路板即為初級的中心抽頭。次級使用足夠粗的多股塑膠電線繞製 (參考圖 2)。

Fig 02
圖 2:輸出變壓器示意圖

   大功率功放的輸入電阻也是很低的,也有大的基極電流,因此,輸入變壓器也用類似輸出變壓器的結構形式。估算輸入變壓器的圈數比是較困難的,通常是用實驗的方法來決定初級的圈數,或測量輸入端的 SWR 更可以方便確定之 (約為 3 圈)。為了保證寬帶推挽放大器的全波段特性、均勻性和穩定性,往往引入較深的負回授和頻率均衡電路。

   以上的分析都是按 B 類放大進行的,因此將有大的交越失真。對於 SSB 方式,常採用 AB 類電路。偏流電路有數種,其關鍵是要保證功率管的熱穩定性。常用的方法是將偏流電路中用以提供基準電壓的二極管安裝在晶體管的外殼上,用以保證當溫度上升時使偏流減小。

   筆者對要不要加偏流、加多少偏流做了一些實驗。由於我的放大器是由八路推挽放大合成的,如果按常規方法設計偏流電路,是比較複雜,耗電。總想偷點懶,搞一個適可而止的簡單方案,首先試驗了不加任何偏流的效果,其結果是失真得不能容忍,而且功率增益很低。其原因是此種方式並不是真正的 B 類,因為只有基極電壓超過 0.5V 時才有大的增益,其導通角 <90 °,相當於 C 類放大。

   於是進一步試驗在基極上加入一個相當於二級管正向電壓降大小的偏壓,此偏壓雖尚不足以產生集電極電流,但已使交越失真大為減小。許多空中朋友給予了 "OK" 的評語,因此免去了再向 AB 類放大的試驗。

   我不想說這對學術上有何價值,我只想說,我省掉了八支大功率調偏流用的二極管、八支電位器、十六支要粘在功放管上的二極管、一推拉來拉去的電路以及要分別對八路放大器偏流調試的麻煩。

   SSB 通信是一種語言通訊方式,可懂度是最主要的評價依據,況且有時採用的語音處理技術,也是一種以某種失真的代價來換取提高平均功率的效果。因此,彼可為,我亦可為也!若只搞單級推挽放大器,我看還是老老實實按常規方法搞,不要偷懶吧!

   製作過大功率功放單元,有如下幾點體會:

  1. 與電子管放大器相比,具有加工量小、體積小、採購元件難度小和不擔心直流高壓觸電的危險。
  2. 在設計時,要在耐壓、功耗、電流三方面留有餘地,不要擔心大材小用。
  3. 要做好散熱措施,強制風冷是必要的,並要確保晶體管與散熱片的良好熱接觸,筆者曾因有一支管子的緊固螺釘未旋緊而被燒毀。

    Fig 03
    圖 3:250W 推挽式功率放大器實體

  4. 即使是好的散熱設計,也不要連續工作。只可用於 SSB 或 CW,而不能工作於 RTTY 或 PACKET 方式,因為連續工作時對上千瓦的散熱要苛刻的多了!絕不是兩個小風扇就夠的。
  5. 要確保任何情況下也不會過激勵,切切不能把搞電子管電路時的「粗枝大葉」作風帶到晶體管電路中來。任何的失誤都將立即產生不可挽回的損失。

   圖 3 是一台完整的 250W 推挽式放大器,包括有收發轉換控制、功率 / 駐波表等。利用一台輸出被限制在 20W 的 TS-440 收發信機激勵。一塊大的散熱器放在機殼的頂部。


功率分配與功率合成網路

   有了 N 隻特性相同的功率單元之後,要研究的是如何用一個激勵源分別推動它們,以及如何將它們各自的輸出合成為 N 倍功率。理想的功率合成系統應滿足下列條件:

  1. 互相無關條件:功率合成器的各放大單元電路應是彼此隔離、各自獨立的。任何一個放大單元發生故障不應影響其他放大單元的正常工作。
  2. 功率合成條件:若每個單元的額定輸出功率為 Pi,則合成後的總功率應為 NPi。這就要求各單元有相同的電路、相同的增益和相同的相位特性。

   用於功率分配與合成的網路有高頻變壓器、3dB 定向耦合器和傳輸線變壓器等。在 HF 頻段主要是使用後者。現將其原理簡述於下:

   傳輸線變壓器是由兩根等長的傳輸線 (平行導線、扭絞線、帶狀線或同軸線等) 穿繞在一個高頻、高導磁率的閉合磁環上而構成的。傳輸線的兩個線圈中,流過大小相等、方向相反的電流,因此,磁石中的磁場相互抵消,磁石中無功率損耗,對傳輸不產生影響,這是與變壓器工作方式最重要的區別之一。

   傳輸線變壓器的磁石並不是用來傳輸功率,用磁石的目的是用來增大線圈電感,以便改善和擴展低頻響應。因不傳輸功率,就不存在磁飽和、發熱,不需較大的截面積和尺寸。傳輸線變壓器的結構簡單、成本低、體積小、頻帶寬、傳輸功率大。其頻帶可寬至數百兆赫、甚至超過千兆赫。傳輸線變壓器在高頻電路中具有重要用途,如阻抗變換器、平衡 - 不平衡變換器、分相器、功率分配及合成等,一台收發信機中,不知有多少個大大小小的傳輸線變壓器。

   在功率分配與合成電路中,使用的是 1:4 傳輸線阻抗變換器,因此我們先要討論一下這種電路:

Fig 04

   設傳輸線變壓器的特性阻抗為 Zc,若電路匹配,則 Z34 = Zc,Z12 = Zc。此時,傳輸線變壓器無損耗地傳輸功率,因此:


Ú:1 = Ú:2,Í:1 = Í:2
由圖 5 可知
RL = Z14 = (Ú:1 + Ú:2) / Í:2 = 2Ú:2 / Í:2 = 2Z12 = 2Zc
或 Zc = 0.5RL
又 Rs = Ú:1 / (Í:1 + Í:2) = Ú:1 / 2Í:1 = 0.5Z34 = 0.5Zc
或 Zc = 2Rs
於是 RL = 4Rs
故稱為 1:4 阻抗變換器。

   若將信號源與負載互換,則阻抗關係為:RL = Rs/4,稱為 4:1 阻抗變換器。

   其實,傳輸線變壓器與普通變壓器有共同之處,我們可以用兩個繞組相同的自耦變壓器來理解它,如圖 5 所示。其中 (A) 為二倍升壓自耦變壓器,相當於 1:4 傳輸線變壓器;(B) 為 1/2 降壓自耦變壓器,相當於 4:1 傳輸線變壓器。

Fig 05

圖 5:用等繞組的自耦變壓器來理解阻抗變換器的原理

   了解了阻抗變換器原理之後,對理解功率分配與合成網路很有幫助。圖 6 為傳輸線分配及合成網路的基本電路,其中 (A) 為傳輸線形式,(B) 為用變壓器方式的表示。

Fig 06

   滿足阻抗匹配條件時,電路應滿足:

RA = RB = Zc = R
Rc = Zc/2 = R/2
RD = 2Zc = 2R

    Zc為傳輸線變壓器的特性阻抗,由

    Zc 為傳輸線變壓器的特性阻抗,由於 RD=4Rc,故為 1:4 阻抗變換器。

   我們首先研究一下這種網路如何實現功率分配功能:如若在基本電路的 C 點加入激勵信號,在滿足匹配條件 F,傳輸線變壓器無損耗,因此:

Ú:A = Ú:B,Í:A = Í:B,ID = 0,UD = UAB = 0,PD = 0
PA = PB = 1/2 * Im2
Pc = 1/2 * (Im + Im)2Rc = 4/2 * Im2 * 1/2 * R = Im2
於是證明 PA = PB = 1/2 Pc

   可見從 C 端激勵,在 A、B 兩端可得到大小相等、相位相同的功率分配,而 AB 間無電位差,稱為同相分配 (如圖 7 所示)。

Fig 07

   我們再來研究一下如何實現功率合成:

   若將大小相等、相位相同的兩個激勵信號由 A、B 端輸入,其電流方向見圖 8 所示。由於 AB 兩端無電位差,故可知 RD 上無功率損耗。兩路電路流入 Rc,故:

PA = PB = ImUm/2
PD = 0
Pc = 1/2 * (IAm + IBm)2Um = ImUm
即 Pc = 2PA = 2PB
稱為同相功率合成。

Fig 09

   在以上電路中,雖然在 RD 沒有功率輸出,但由於 RD 是阻抗匹配所必需的,故不能省略。當 A 路或 B 路某一路損壞時,可以證明功率將均勻地分配給 C 端和 D 端,RD 將有功率損耗。因此在實際電路中,往往選擇能承受很大功率的 RD,雖然它們在正常運轉時是不發熱的。

   當放大單元多於 2 個時,常用塔式結構的分配和合成網路,如 圖 10 為八單元合成的原理圖,對如何實際構成一個功率合成系統有所幫助。

   曾有人利用圖 9 所示的環形網路實現了 50MHz 350W 線性放大器,其放大單元是便用 2SC2782 的單管放大電路。粗略地看起來,這一方案使用傳輸線變壓器要有十個之多,不如做成雙管推挽,然後再用簡單的兩路合成網路更為簡單些。

   但是仔細分析可以看到,製作者省略掉了體積大得多的推挽輸入、輸出變壓器,而只用了體積要小的多的用磁環製成的傳輸線變壓器,達到了體積小、工藝簡單的目的,真是見仁見智。

   圖 11 為放大單元電路圖,圖 12 為其實際結構。這些單元都可用來單獨工作。

Fig 11

Fig 12
圖 12:放大單元實際結構
Fig 13
圖 13:機身一側例的四個放大單元

   整機為一立式框架,機身兩側各放置四個放大單元,見圖 13 所示,它們都由等長度的同軸電纜與功率分配器、功率合成器相聯。等長度電纜是為了不因電纜長度不一而產生相位差。機身的上方安放了功率合成網路、低通濾波器和駐波 / 功率表,見圖 14。

Fig 14
圖 14:放大器頂視圖
Fig 15
圖 15:功率分配網路

   圖中左側為功率合成網路,安裝在厚銅板的元件是大功率薄膜電阻。圖中右側為低通濾波器。右上角為駐波 / 功率計的電路板。機身的中部放置了四大塊散熱器,由兩支風扇自底部向上吹風,形成一個垂直排風的風筒。出機器前方還可看到功率分配網路,見圖 15。圖中右下方為輸入變壓器,整機外形見本文欄頭。

   除了上述的電路以外,還有一些輔助電路,如八路電流檢測電路、收發轉換繼電器電路、過熱保護電路等。本機在滿功率輸出時,電源電流高達 150A。這樣的電源難於找到,但是由於八路功放單元可以分別由多個電源供電,於是利用螞蟻啃骨頭的辦法,電源問題很好地解決了,這也可謂是功率合成的一大優點。實際使用時只工作於 500W 水平,因此還是可用一台 55A x 28V 的電源供電的。

   由以上所述,我們可看到功率合成技術並不複雜,更不神秘。而其所使用的晶體管功放單元也是很容易製做的,因此,實現一個大功率線性放大器並非難事。值得注意的是使用這一技術,也可以實現中小功率放大器,這對於暫時不可使用大功率發射,或難於找到大功率管時,可以用來製做百瓦級功放。

   順便要提一句,試驗大功率設備必須先準備好大功率的天線調配器、合適的駐波 / 功率計、和假負載。任何的試驗都要在假負載上工作。在未調試好低通濾波器之前,可能有大的諧波分量,不可使用天線試驗。 END



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