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自製高 Q 值空腔濾波器

No.33   1995 Oct.   p39~47,   by 李錦鴻 VR2GY,P.O. Box 73328 Kowloon HongKong



前言

Pic 01

    由 70 年代初期到 80 年代中期的十多年間,是香港 VHF/UHF 電信事業飛躍發展的黃金時期,尤其是中小型企業單位,更是人才與錢財大豐收的年代。在電信事業中,移動通信和無線電尋呼的發展最為蓬勃,筆者有幸 (也可能是不幸)!適逢其會,在自願或被迫的情況,多多少少掌握了一些無線電通信的硬體技術。

    而在 70 年代以前,香港的移動通信事業都被幾家大洋行所壟斷,VHF 通信機的機價、維修費、交貨期,都十分不合理。而由 60 年代開始起飛的香港中小企業很多,對交通運輸需求迫切,進而促使移動無線通信的發展。眼看大洋行的高額利潤,誘發很多工程技術人員出來創業,使香港的電信事業翻開新的一頁。

    有競爭才有進步,針對大洋行的缺點,這批創業先鋒一般採用幾個方針:

  1. 從日本進口無線電機,價錢就比歐美產品便宜一大半 (當時 1 美元兌 450 日元以上)。
  2. 加強服務並縮短維修期及系統調試期。
  3. 自製電源供應器、天線、濾波器、遙控器、頻率合成器,以能儘量減低成本來爭取顧客,還有一個很重要的因素 -- 縮短交貨期。

    在上面第三點中的濾波器,是當時的 VHF 移動通信所必需的,因為當時的商業通信頻段多集中在 140-170MHz 之間,並且將移動通信及無線電尋呼頻率混雜在一起 (與現時廣州及上海等地很相似)。

    由於無線電尋呼電台的發射機數量多、分佈在城市的各個角落、24 小時開機 ON AIR、功率特大,因此,對於移動通訊的干擾十分嚴重,加上早期又沒有強制規定尋呼發射機在輸出端加入 ISOLATOR CIRCULATOR,因而產生強烈互交調制,造成極大的無線電污染。當時每個使用頻譜分析儀觀看 150MHZ 頻率左右的人,都會被那些雜亂無章的干擾訊號嚇一大跳。

    而在移動通信系統中的汽車台,由於天線位置偏低以及可以選擇通信地點的特性,此一干擾狀況還可勉強忍受,但基地台就無處可躲了,一開機就是噪音,比現時 7060KHz 還嚴重。在這種情況下,就唯有加入濾波器來解決此問題 (但亦不能保證百分之百 OK)。


「空腔濾波器」能有效排除干擾

    在眾多濾波器中,經過長期試驗,只有「空腔濾波器」 (CAVITY FILTER),以其較高的 Q 值、較窄的通頻帶、以及能夠容許大功率通過的特性,才能較有效地排除干擾 (其實各參考書中早有此結論)。

    當時美製 4 吋直徑,頻寬 140-170MHz 的 CAVITY BAND PASS FILTER,一組單價超過 300 美元 (現在也差不多,但不包括運費);而有些洋行則向基地台收取 600 美元以上,所以當時的中小型電訊公司自己訂貨回來,以 400 多美元的價錢販售,便可爭取大量生意。但無論是誰,都受到美國廠方兩、三個月交貨期之困擾。另一方面,尋呼機業務發展越來越火熱,電波干擾也就更大,進而增加空腔濾波器的需求量。

    在眾多因素影響之下,我們唯有硬著頭皮去嘗試仿製 CAVITY FILTER,在經過若干個晝夜試驗,與若干次失敗後,最後雖算是仿製成功,但卻不能完全達到廠製品的標準,其中主因大功率通過而引起的溫度問題未能解決。美製 FILTER 一般可通過 150W 左右的 FM 連續功率,而仿製品則只可通過 80W,再大則造成嚴重溫升及損耗。

    到此地步,我們已經無心再試驗下去,因為:

  1. 大多數基地台的輸出功率都小於 50W FM 間斷功率 (法定為 25W)。
  2. 改良機械結構及電鍍工藝會使成本上漲及製作週期延長。
  3. 各人工作繁忙。

    仿製的空腔濾波器經多次在移動通訊系統使用後,基本上都可解決問題,這就成為我們當時的一個秘密武器。

    現在向大家介紹的空腔濾波器,卻又不是上述的仿製品方案,因為該種方法要動用車床及燒鋁銲,相信不是大多數業餘無線電 OM 所能應付的。這個 CAVITY FILTER 的自製方法,是我們最早試驗的方法之一,材料十分容易找到,最重要的是加工方便,而其效果亦能解決大部份的 2 米波干擾。


高頻濾波器的工作原理和干擾訊號的情況

    在討論實際製作之前,我們先來探討高頻濾波器的工作原理和干擾訊號的情況:

Fig 01
圖 1:在正常範圍內,甲、乙台可以互相收到訊號但是在甲、乙中間位置的丙台用同一頻率發射訊號,只需 1/4 的功率 (6.25W),就可構成干擾。

  1. 大部分的 2 米通訊都是 FM 模式,而 FM 電波在發射時,高頻功率基本上是恆定的;例如當甲台發射訊號給乙台接收時,無論甲台是否向 MIC 講話,只要一按發射,就有固定的功率出去;以 25W 功率為例,在正常範圍內,甲、乙台可以互相收到彼此的訊號;但是,如果在甲、乙之中間位置有一丙台用同一頻率發射訊號,無論是有意或無意,根據電場密度計算,他只需 1/4 的功率 (6.25W),就可構成干擾;如果丙台亦是 25W 時,則甲與乙台就極難通訊了。同理,只有當甲、乙台的發射功率各增加 4 倍,即 QRO 到 100W,才有可 能開始 QSO (但也不能排除丙的 QRM 干擾),如圖 1。因此,在 FM 模式的情形下,同一頻率的刻意干擾,在技術上而言是很難排除的,即使加入大烏龜 (功率放大器),成效並不顯著。這是 DX 通訊不鼓勵用 FM 而用 SSB 模式的原因之一,因為 SSB 在講話時才有功率發射,相信丙台的干擾源不會有這麼久的耐性,去搞這種損人不利己的行為。

    Fig 02
    圖 2:污染電波主要源自發射機之間的互交調制。

  2. 上述人為干擾並不是人多數城市的 QRM 來源,實際上,污染電波主要源自發射機之間的互交調制,因為城市中的商用 VHF 波段多在 132~174MHz 範圍內,而商業電台的天線和發射機又經常十分靠近,例如 A 台 (147MHz) 與 B 台 (140MHz) 在正常時不會產生干擾,但是任何發射機都會有二次或以上的諧波產生,所以 A 台就存在 147x2=284MHz 的訊號;如果 A 台在天線與發射機之間沒有加入空腔濾波器 (香港規定要加入),則 284MHz 訊號會經天線發射出去,而進入鄰近的 B 台去。如圖 2。

    如果 B 台同樣在天線與發射機間也沒有加入空腔濾波器時,則 284MHz 就交連到 B 台末級功率晶體管去,由於晶體管有混頻功能,因此,284MHz 就會與 B 台原來的 140MHZ 混頻,結果便差出 284 - 140 = 144MHz 來 (還有 284 + 140 =424MHz),這個 144MHz 的功率雖然不大,但亦往往有幾百毫瓦 (約 500mW);這在方圓 1~2 公里範圍內所構成的 QRM 是相當嚴重的。

    這種干擾是成對地差頻出現的,這些成對頻率說多不多,說少亦不少,但在世界上很多城市裡亦能容忍,因為如果上述 A、B 兩台都是交通運輸或保安業務的移動通信時,不可能經常都 A、B 兩台同時發射訊號吧,因此產生的 144MHZ 干擾就不那麼頻繁。

    可惜在十多年前的香港或現在的廣州上海等地,市內有數百上千的傳呼發射機在 24 小時發射訊號,互交調制干擾的出現便成為必然了。而且由於上述發射機是分佈於城市每一角落,因此,2 米波的業餘電台就很難倖免。

  3. 由 1991 年之後,香港的尋呼業務經將頻率遷移到 172MHZ 及 280MHz,理應全無 QRM。但實際上,干擾仍然存在,尤其是手機的情況,更為嚴重,車機與座台機則視地點而定。這種情況則與現在商品化的 2 米波業餘收發機的接收前端 (FRONT END) 有關。

Fig 03
圖 3:高頻之間的選擇性,大多只能通過改變加在變容二極體上的電壓來進行。

    2 米波業餘收發機由於希望接收範圍寬闊,許多機器的標稱範圍在 130~170MHz 內,有的甚至更寬,接收機的選台功能 (選擇性),就幾乎完全落在中頻放大器及濾波器上,而高頻部分的選擇性,大多只能通過改變加在電容二極管上的電壓來進行,如圖 3;而這諧振電路的 Q 值是很有限的。同時,很多手機為了減輕重量及體積,在高頻放大級又沒有良好的金屬隔離殼,極易引起下面的干擾:

Fig 04
圖 4:鏡頻干擾。

    鏡頻干擾: 當您的接收機要收聽 144.500MHZ 的訊號時,為了要差頻出 10.7MHz (或 16.9MHz、21.4MHz 等) 的中頻訊號,機內的本地振盪級 (LOCAL OSC) 就必須產生一個 165.2MHz 的訊號 (165.2 - 144.5 = 10.7MHz)。但是,如果機器的高頻選擇性不夠好,附近若有 175.9 或 170.55MHz 的電台在發射,您的電台必受干擾,因為:175.9 - 165.2 = 10.7MHz;170.55 - 165.2 = 5.35MHz,而 5.35 x 2 = 10.7MHz;當 175.9 或 170.55 訊號衝破高頻選擇電路後,無論機器的中頻放大器如何優良,濾波器如何尖銳,都不可避免受到干擾。

    鏡頻干擾由於亦需成對的頻率,並與 144 ~ 146MHz 訊號有差頻因素的發射機發射才形成 QRM,因此干擾也不算太嚴重。如圖 4。

Fig 05
圖 5:互交調制干擾原理。

    互交調制干擾:這是構成干擾的最大來源。因為如果接收機的高頻選擇性不夠尖銳,由 132~174MHz 波段中,任何有一對頻率相差 10.7MHz (或其他中頻數值)。如圖 5,便會輕易進入高頻放大級的晶體管或 FET 場效應管,經混頻後便會產生 10.7MHz 訊號而形成干擾。同理,由於干擾訊號頻率是正正式式的 IF 中週頻率,所以無論在高放電路以後怎樣想辦法,也是枉費心機。

    所以很多 HAM 都會發現,如果單從產品說明書去看,很多手機的靈敏度及選擇並不比座台機弱,有些手機的靈敏度甚至比座台機還高,但實際用起來就不是那回事,同一天線接上座台機可以通聯到的 QSO,手機一接上去卻吵到不能忍受,SQL 鈕完全旋盡亦枉然,這就是由於座台機的高放電路有多級的 LC 選擇電路,能排除很多的鏡頻干擾和互交調制干擾,手機則可說是處於不設防狀態了。

    由此應不難明白,為什麼很多座台機只能工作於 144~148MHz 的狹窄一段頻率。這亦說明窄頻帶的商業收發機,如計程車或貨車上的機器,通常都有較高的抗干擾能力的原因。

    從上面情況看來,干擾訊號在排除人為因素後,最大的來源在於互交調制 (INTERMODULATION);而互交調制的形成亦分為:(1) 外部的眾多發射機和 (2) 自己接收機的高頻放大電路兩個部分所產生的。

    在發射機方面,很多歐美國家,包括香港在內,從 80 年初開始,已經規定所有 VHF/UHF 發射機 (包括尋呼發射機),都要加上高頻隔離器和空腔濾波器,使互交調制減到最小。

    在接收機方面,因為大多數收發機在接收和發射時都用同一組天線,所以空腔濾波器亦使接收部分的互交調制干擾減小;這就是前文提到那段時間市場上需要大量空腔濾波器的原因之一。

    至此,還要解釋濾波器的工作原理,和空腔式濾波為什麼比其他濾波器有絕對的優勢,迫使我們在價格昂貴的情況下仍要購買呢?

Fig 06
圖 6:LC 混頻電路與電壓電流之間的相位關係。

    首先,我們知道由線圈 L 和電容器 C,就可以構成選頻電路,如圖 6,當有一個交變高頻訊號加到 LC 電路上時,由於 C 使訊號成分的電流相位超前於電壓,而 L 使電壓相位超前於電流,其中的相位差與訊號源的頻率有關。如果信號源的頻率是可變化的時候,可能會出現一有趣的情況:C 上的電流領先訊號電壓 90 度,而 L 上的電流則落後電壓 90 度,兩者就因相差 180 度而互相抵消,即回路上的電流趨向於零。

    從 歐姆定律可知:R=E/I;E=I╳ R。電路上的 I 既然接近 0,則阻力 R 就會變成無限大,同時,LC 兩端的電壓亦會增加,從而使 L 線圈的磁力線增加,其結果是它的次級感應出較大的交流訊號電能。由於訊號源的某個頻率會使 LC 選頻電路產生這種特殊變化的現象叫做「諧振」 (RESONANT),這個特定頻率叫做「諧振頻率」。

    我們從基本電學上知道,交流電通過電容器時所產生的阻力稱為容抗Xc,而 Xc 的計算方法是: Xc=1/(2πfC)=1/(2╳圓週率╳頻率╳電容量)

    同時,交流電通過線圈時所產生的阻力稱為感抗 XL,計算方法是:
L=2πfL=2╳圓週率╳頻率╳電容量╳電感量

    從上述可知,當 C 上的電流和 L 上的電流由於相位相差 180 度,以及量值一樣,才會互相抵消,因此,在諧振時,C 上的電流值與 L 上的相同。根據歐姆定律,在相同電壓下,欲得相同電流,就只有使電阻值相同了。換言之,諧振時:
c=XL
亦即:1/(2πfC)=2πfL
移項得:f2=1/[(2π)2LC]
開方得:f=1/[2π(LC)1/2]
即諧振頻率=1/[圓週率╳(電容量╳電感量)1/2]

    這是一個常用的無線電公式,它的重要性可媲美歐姆定律,利用它就可計算出由已知的電容器和線圈組成諧振電路的諧振頻率。

Fig 07
圖 7:LC 諧振電路。

    在理想的情況下,LC 電路一經觸發,即使外加訊號消失,電容器仍會向線圈放電,線圈將放電電流變成磁力線,當電容放電完畢後,線圈的磁力線收縮而產生電動勢,且向電容器充電,直到磁力線完全消失,這時電容器又會再向鎳圈放電,如此就成為一個無盡期的循環,如圖 7。這樣就等於 LC 電路把外加的能量儲存起萊,不斷地流動,因此諧振電路又叫「儲能電路」但是組成諧振電路的線圈,一定有電阻成分,而電容器中的絕緣介質亦一定有漏電電阻,因而就會消耗諧振能量,降低諧振重路的效能。很容易理解,在 LC 電路上,線 圈的直流電阻構成的損失,是遠大於電容器上的漏電電阻引起的損失。

    為了計算諧振電路的品質因數,我們使用 LC 電路上的直流電阻與交流電阻的比值來計算:
Q=Xc/R=1/(R╳2πfC)
或 Q=XL/R=2πf/R

    Q 值越大,諧振電路的直流電阻越小,因此對諧振頻率與非諧振頻表現出來的輸出訊號強度,就越有差別,換句話說,Q 值越大,LC 電路的選擇能力就會越強。因此, Q 值的大小,就直接表明一個諧振電路的選頻能力,

    諧振電路既然對不同頻率有不同的表現,就等於能容許諧振頻率通過而排斥其他頻率一樣,所以諧振電路亦稱「濾波電路」,其組成的器件就稱為濾波器 (FILTER)。正如上文所述,Q 值越高的濾波器,選擇頻率的能力就會越高,反之就降低;然則怎接去提高 Q 值呢?從上面最後兩個公式可知:

  1. 減低回路的直流成分是最佳方法。因為 R 是分母。
  2. 增加線圈電感量,因為 L 是分子。
  3. 減少電容器的容量,因為 C 是分母。

Fig 08
圖 8:幾種常見的濾波器。

    在減低回路的直流成分方面,我們可用粗銅線,甚至鍍上一層銀,來繞製線圈,便可減少直流電阻,而用空氣介質甚至真空電容,方可使電容漏電減少。在拆開 VHF 收發機時,我們都可以很容易見到這些器件。

    至於增加電感量和減少電容量則受很大限制,原因很簡單,根據公式 f=1/[2π(LC)1/2] ,在 VHF/UHF 上,L 根本不可能做得大,而 C 已經小至只有幾 PF 了,所以用傳統的 L 和 C 構成的濾波器,Q 值就不可能太高,通常都在 100 以下。圖 8 就是幾種常見的濾波器。由於普通的電容和線圈組成的濾波器 Q 值有限,因此就一定要另闢門路去解決。

    假設圖 8 是一個濾波器的實物圖 (非線路圖),同粗銅線繞兩圈,直徑 1cm,而連接兩片 1cm 直徑圓銅片,兩者相距 1mm,估計可諧振於 144MHz,如圖 8-1。為了減少直流電阻,可多並聯一個線圈到電容器上,如 8-2。為了進一步減少直流電阻,再多並聯幾個線圈,如 8-3。如一直增加線圈,到最後便變成一個圓罐 (也可以是方罐),這個圓罐的直徑和高度增大,等於 L 就增大,這時 C 就可以減少,由原來的 1cm 直徑,間距 1mm,變成直徑可少至 0.3cm,間距可寬至 10cm (0.3cm 差不多是機械上的極限,再少就不能支持),到這 時:整個 LC 電路就與我們平時想像的電路完全不同,只像一個圓筒而中間有一枝金屬棒而已,如 8-5。由於內部空空如也,所以利用這個原理構成的濾波器,叫做「空腔式濾波器」 (CAVITY FILTER)。

    這時,無需計算也可想像出直流電流一定很小,而電容量可以極小,漏電電阻成分就幾乎可以忽略;至於 L 成分,則與腔體的高度和直徑有關,但卻不能無限量增加,原因是圓罐的高度等於或大於 1/4 波長 (約 50cm) 就有天線效應,因此常見的 CAVITYFILTER,高度在 50cm 以下,直徑則在 4~9 吋之間,Q 值則在 500-1500 之間。

    從上面的傳統 LC 諧振濾波器,演變至空腔式濾波器的過程,就可啟發出我們怎樣去自製了,同時,亦反映出:

  1. 普通市售的所謂高效能濾波器,只要是體積不接近 1/4 波長或含有可變電容 VC,則其 Q 值有限,濾波效果亦可想像。

  2. 用手機再加烏龜等於 x75H 座台機之說,是相當不智的。烏龜中的所謂 RX AMP,只有在荒山野嶺中,或孤島上才會有用,否則只會帶來更天的互交調制干擾。



用奶粉罐製作

    在我們日常生活中,有什麼現成的東西可以很容易地加工成諧振腔呢?答案是我們經常食用的罐頭外殼,其中以嬰兒的大奶粉罐就是最好的材料,因為諧振腔的體積與 Q 值差不多成正比,因此要找一些直徑在 4 吋 (約 10cm) 以上的奶粉罐較宜;而高度方面,因為大約需 17~20 吋 (約 43~50cm) 左右,而銲口不宜太多,所以可用 3 個 6 吋 (約 15cm) 高,直徑 4.5 吋 (約 11cm) 的奶粉罐銲接加工而成。

    為了尺寸誤差不致太大,最好採用三個同一牌子乾淨的奶粉罐。當四處去找齊三個奶粉罐後 (找不到可考慮買三罐自己享用),依照下列方式加工,如圖 9 所示:

Fig 09
圖 9:找齊三個奶粉罐後,加工銲接在一起。

Pic 02

  1. 除去底蓋:三個空罐中,最上面的一個要除去底蓋,最下面的要除去面蓋及封邊,中間的就上下蓋都要除去。首先準備一個小型而尖嘴的剪鉗,但不是用來直接剪去下蓋,而應先了解罐殼的接口連接方法,慢慢用剪鉗的尖嘴去撬開,而且要逐點逐點展開,以保持外殼的完整,直至上下蓋完全分離為止。

  2. 錘平接口:分離後的罐殼,接口部份會凹凸不平 (但不應破損),這時應用木板墊底,再用膠錘慢慢逐點逐點去錘平。若沒有膠錘,可用電器膠布將錘包裹起來使用。

  3. 將罐殼銲接起來:用 100W 以上的電烙鐵將三個罐殼銲接起來,如沒有大功率烙鐵,則關掉室內冷氣機,配合低熔點銲錫,則 40-60W 電烙鐵在 25 ℃以上的室溫亦可銲接。由於三個罐殼此時形狀不很一致,銲接時先在整個圓周上銲 6~8 點錫,每銲一點就將交界處撥正一下,這樣銲完 6~8 點錫後,相鄰的罐殼就可對得較為整齊。接著便可將整個圓周完全銲接起來。

  4. 在面蓋上加工做頻率粗調棒:先準備一條 24 吋長的 4 分鋁方通、一條 6 吋長的 5 分鋁方通,以及兩件 1 吋鋁角、厚度 1 分的切取 1 吋長使用,在面蓋中心用電鑽配合小銼刀,開一個比 5 分稍大的方形孔。由於奶粉罐很薄,開孔是很容易的。

    再將 5 分鋁方通固定在面蓋上;這時,6 吋長的 5 分鋁通,應有 3 吋在面蓋之上,約 3 吋在面蓋之下 (即諧振腔內) 便可。在 5 分鋁方通上,要用 3mm 螺絲攻加 12-3 個螺絲紋 (先鑽 2.5mm 孔),4 分鋁方通便可在 5 分鋁通中移動,到適當位置時便可用 1mm 螺絲經過攻出的螺絲紋,把 4 分鋁通固定起來。如圖 10。

    本來從諧振腔體內應儘量光滑的原則上,固定 5 分鋁通的 1 寸鋁角應裝在面蓋之上的,但這樣「賣相」就不那麼好看了,這點由大家自己決定。

    Fig 10

  5. 加工頻率微調部分:商用品和我們的最後仿製品,都是用很長的螺絲牙裝置,加在頻率粗調棒上,即是把調整棒做成一條長螺絲桿,作用是:1. 可使調整棒作微距調節,也就使電容作微量變化,進而使諧振頻率微量調節;2. 長螺絲牙和長螺絲母有大量的接觸面積,就可使調整棒與外殼諧振腔的直流電阻減至最少,同時由於這種直流接觸在旋動調整棒時亦可繼續維持,因此可以在有發射功率輸出時,實時 ON LINE 去調整諧振頻率,就是調整步驟變得快捷方便。但在正常情況下,這種調整方法是不值得鼓勵的。

    Fig 11
    圖 11:用銅螺絲配合螺絲母來進行頻率微調。

    上述方法雖然很好,但在業餘條件下,加工是有相當難度的,所以大家可以按照圖 11 的方法,用一個分半直徑,長 2 吋半的銅螺絲,配合分半銅螺絲母來進行頻率微調。首先在離罐底 3 吋 (約 7.6cm) 高的地方,先鑽出一個分半孔,再將分半孔周圍的油漆刮去,然後把 2 吋半螺絲旋入絲母到螺絲的中部約 1.25 吋附近,再用手拿著螺絲頭把分半螺絲插入分半孔,直至分半絲母與奶粉罐接觸,並利用在罐外的 1.25 吋螺絲來定位,使絲母與罐面各方面都呈垂直,使可用低熔點松香錫線把螺絲母焊牢在罐面上,銲接時要留意不要把多 餘的錫滲到螺絲與絲母之間,否則會把兩者銲接在一起的,

    上述方法相信大家很少見到,它的好處是製作容易,缺點是微調範圍較小,只在 140~149MHz 之間。

  6. 裝置輸入輸出的高頻頭:高頻頭可用 N 型、PL259 或 BNC 的都可以,但以底座為圓形,並且是用 5 分絲母來固定的 PL259 高頻頭為宜。因為這樣可以改變諧振曲線,使它變得更尖銳,即選擇性更佳,但要付出更高插入損耗的代價。

    普通 PL259 的底座多是方形的,用四根螺絲來固定,在這裡並不適宜。而圓形底座的 PL259 高頻頭,由於是用 5 分直徑的螺絲母去固定,所以當旋鬆 5 分絲母時, PL259 便可旋轉,但是使 5 分變得鬆或緊並不太容易,所以應該用 5 分內徑的圓形銅介子,然後鑽三個 2.5mm 孔,再攻出 1mm 螺絲紋,便可用來固定 PL259 高頻頭。

    輸入輸出的交連線圈,為了減低直流阻力及集膚作用,要用 4mm 寬,約 3 吋長的銅片做成。如找不到,可以用奶粉罐拆下來的面蓋或底蓋,用鐵剪 (或就要報廢的鉸剪) 很容易就可剪成。按照圖 12 所示,繞成線圈銲在 PL259 底座上。要注意兩個線圈並非正圓形而是略呈方形,並偏向頻率粗調棒的,這樣會使輸入和輸出間有較緊密的交連,而減少插入損耗。

Fig 12
圖 12:輸出與輸入的交連線圈,用 4mm 寬,3 吋長的銅片,繞成線圈銲在 PL259 底座上。



調整與測試

    當完成上述步驟後,我們便可調試這個自作派的空腔諧振器,這時,可分為兩種情況去做,其一是可動用標準訊號產生器、掃頻訊號產器、高頻示波器 (超過 150MHz) 及頻譜分析儀。其二是只有 144MHz 收發機、SWR 表及 50Ω假負載的情況:

    一、當有充足的儀器時,可以按照圖 13 的接法,把高頻訊號產生器輸出端,接到濾波器的一個 PL259 頭上,而另一個 PL259 高頻頭則作為輸出端接到頻譜分析儀或高頻示波器上。

Fig 13
圖 13:利用高頻訊號產生器與頻譜分析儀來進行測試。

    從製作過程中可知,空腔諧振器的機械結構是對稱的,因此無需分別那一個 PL259 是作為輸入端,另一個硬性定為輸出端,但在實際工作系統上,濾波器一經調準後,由於各方面的阻抗未必一致,則不宜將輸入輸出端任意掉換,否則又要重新調校一次。

Pic 03

    調整時,先把粗調棒調至離罐底 2cm 左右,而作為微調的分半銅螺絲保持有 1 吋左右在罐外。這時,從訊號產生器輸出 145MHz 的適當電平,而頻諧譜分析儀則調到 10MHz/DIV 或 1MHZ/DIV 處,中心頻率亦應是 145MHz,則 CRT 會顯示一定的波形。這時,先用 1MHz 的步進增減訊號產生器的頻率,找到較高的波形顯示後,再把訊號產生器的輸出改為 100KHz 的步進,再增減頻率,這樣便很容易找到濾波器的諧振點,如果諧振頻率偏離 145MHz 超過 2.5MHz 時,則調整 4 分鋁方通的頻率粗調棒,頻率偏高時,將鋁方通推入腔體約 0.5cm,偏低則由腔體拉出 0.5cm。

    由於頻率粗調棒的機械虛位較多,將 5 分鋁方通的 3mm 螺絲旋得鬆緊程度不同,亦使頻率發生變化,所以每次調整後都要將螺絲儘量旋緊。

    當頻率偏差上下 1.5MHHz 時,便可由分半 2 吋半的銅螺絲進行細調,使 145MHz 的訊號在 CRT 上有最高的顯示。這時,就真是把濾波器的工作頻率調到 145MHz 上去了。如果需要其他頻率,則重覆上述步驟便可。跟著還要測出濾波器的插入損耗、通頻帶及 Q 值:

  1. 當調整諧振頻率到 145MHz,使頻譜分析儀得到最大顯示時,便記下這時的電平,例如是 -20dB 做參考值。跟著,直接將訊號產生器的輸出接到頻譜分析儀上,而不經過濾波器,再把 CRT 的電平記下來,例如是 -19dB,則這個空腔濾波器的插入損耗就是 (-20) - (-19) = -1dB 了。

    在實際測試時,插入損耗 (INSERTION LOSS) 不應超過 2dB,如果太大時,應該調節撥動兩個 PL259 的交連線圈與粗調棒的距離,越接近則交連度越強,使插入損耗少於 2dB、同時兩個線圈的橫截面應儘量在同一平面上,否則交連度亦會減少,而使插入損耗增加。我們旋鬆 5 分內徑的銅介子,就可調節兩個 PL259 線圈所形成的平面,進而增減插入損耗。

  2. 重新接回濾波器,使頻譜儀得出 -20dB 的訊號,跟著以 10KHz 的步進,增減訊號產生器的輸出頻率,CRT 的訊號便會減少;當電平顯示減少 3dB 時,則高低頻率之差,就是這個濾波器的「通頻帶」或稱為「帶寬」(BANDWIDTH)。例如把頻率調到 145.150MHz 及 144.850MHz,頻譜儀都顯示訊號有 -23dB,則通頻帶就是 145.150 - 144.850 = 300KHz。

  3. 在一般情況下,品質因素 Q 值的計算方法是:Q=中心頻率/通頻帶= fc / BW

    用上面的例子來計算,則 Q 值是: Q = 145MHz / 300KHz = 483.3

    二、當只有 2 米波的收發機和 SWR 功率表時,在配合 50Ω假負載時,我們可以按照圖 14 的接法,去調試自作派的空腔濾波器。

Fig 14
圖 14:只有 2 米波發射機和 SWR 功率表時的調試法。

    首先將收發機調到 5W 以下的低功率輸出檔,由電纜連接到濾波器的輸入端 PL259 頭,濾波器的另一個 PL259,則接到高頻 SWR 功率表的 TX 端,其 ANT 端則接上 50Ω無電抗假負載,功率容量以大於 5W 為宜。這時,同樣把頻率粗調棒放在離罐底 2cm 之上,微調螺絲旋至有 1.5 吋 (3.8cm) 左右在腔體外。跟著把收發機的頻率調至 142MHz 左右,然後以步進 100KHz 的頻率發射,再密切注視功率的顯示。現時大部份收發機都可以從 130MHz 到 170MHz 發射訊號,如果您的機器只能在 144~146MHz 發射,最好借一台手機回來,否則就事倍功半了。

    當收發機的頻率改變到某一數值時,SWR 功率表就會有所顯示,當指示最大功率時停止掃描,然後將步進頻率減少至 5 或 10KHz,再反覆掃描,便可找到濾波器的通過頻率。這時,SWR 指示功率可能只有收發機的 50-70% 左右,稍後再處理這點,先調好諧振頻率。當頻率偏差大於 2.5MHz 時,正如上文所述,用改變粗調棒的方法,伸入或退出在諧振腔內的尺寸,便可使頻率升高或降低。當頻率偏差少於 1.5MHz 時,則可調整分半 2 吋半的銅螺絲,使諧振頻率調準在 145MHz 上。

    在理想的情況下,濾波器應可將 90% 以上的功率傳遞到 50Ω假負載上的,如果只有 50%~70% 左右,則是濾波器的插入損耗過大。這時,同樣可調節兩個輸入輸出線圈與粗調棒的距離,和兩者間的平面是否適當等,便可使功率提升。

    至於插入損耗,通頻帶和 Q 值的測試如下:

  1. 首先除去濾波器,將收發機的功率直接在 SWR 表上讀出,例如是 5W (P1),然後再經濾波器,得出另一功率值,例如是 0.5W (P2) 則:

    插入損耗= 10 x ㏒(P1/P2) = 10 x ㏒10 = 10 x 1 = 10dB

    亦即濾波器的損耗是 -10dB,當然,正如上文所說,實際上是不會多於 -1dB 的。

  2. 在諧振時,假設中心頻率是 145MHz,則增減中心頻率時,SWR 表所顯示的功率便會減少,我們以 5~10KHz 為步進,把頻率升降變化,當到 SWR 表顯示功率只有原來的一半即 50% 時,則高低頻率之差,就是濾波器的通頻帶了。例如原來功率是 4W,當頻率上升到 145.150MHz 或下降到 144.850MHz 時,功率只餘下 2W,則通頻帶 BW = 145.150 - 144.850 = 300KHz。

    這裡的情況是當功率減半時,對應的 dB 應是:

    10 x ㏒ (4W/2W) = 10 x ㏒ 2 = 10 x 0.301 ≒ 3dB

    這亦是為什麼在特性曲線中 -3dB 點又稱為半功率點的原因。

  3. Q值的計算方法同前:

    Q=中心頻率/通頻帶= 145MHz / 300KHz = 483.3

    在實際的通訊號系統上,天線的阻抗未必會是純電阻的 50Ω,所以在收發機和天線間加入這個濾波器後,需要再輕微調整一次。

    在互交調制干擾嚴重的地方,通常在尋呼發射機附近,最能考驗各種濾波器的功能,所以我們可以用車載天線,帶著手機和自製的濾波器,到這些電波污染的重災區,就可以實際試驗出它的效果。但是如果干擾訊號頻率正與你的收發機頻率完全相同,則不是任何濾波器所能解決的了。 END



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